Site Loader

Содержание

Транзистор Дарлингтона, работающий вместе с приложениями

Термин транзистор Дарлингтона назван по имени его изобретателя Сидни Дарлингтон. Транзистор Дарлингтона состоит из два PNP или NPN БЮТ путем соединения. Эмиттер PNP-транзистора соединен с базой другого PNP-транзистора для создания чувствительного транзистора с высоким коэффициентом усиления по току, который используется во многих приложениях, где переключение или усиление имеют решающее значение. Пара транзисторов в транзисторе Дарлингтона может быть образована двумя отдельно подключенными BJT. Как мы знаем, транзистор используется как переключатель Помимо усилителя, BJT может использоваться в качестве переключателя ВКЛ / ВЫКЛ транзистора Дарлингтона.



Транзистор Дарлингтона

Транзистор Дарлингтона

Этот транзистор также называется парой Дарлингтона, он состоит из двух BJT, которые соединены для обеспечения высокого коэффициента усиления по току от низкого базового тока. В этом транзисторе эмиттер i / p-транзистора подключен к o / p базы транзистора, а коллекторы транзистора соединены вместе. Таким образом, транзистор i / p усиливает ток, еще больше усиливается транзистором o / p. Транзисторы Дарлингтона подразделяются на разные типы по рассеиваемой мощности, максимальному напряжению CE, полярности, минимальной Постоянный ток Прибыль и тип упаковки. Стандартные значения максимального напряжения CE — 30 В, 60 В, 80 В и 100 В. Максимальное напряжение CE транзистора Дарлингтона составляет 450 В, а рассеиваемая мощность может находиться в диапазоне от 200 мВт до 250 мВт.


Транзисторы Дарлингтона PNP и NPN

Работа транзистора Дарлингтона

Транзистор Дарлингтона действует как одиночный транзистор с высоким коэффициентом усиления по току, это означает, что ток небольшой используется от микроконтроллера или датчик для работы с большей нагрузкой. Например, ниже объясняется следующая схема. Представленная ниже схема Дарлингтона построена на двух транзисторах, показанных на принципиальной схеме.



Работа транзистора с парой Дарлингтона

Что такое текущий прирост?

Коэффициент усиления по току является наиболее важной характеристикой транзистора и обозначается символом hFE. Когда транзистор Дарлингтона включен, ток через нагрузку поступает в цепь.

Ток нагрузки = ток i / p X усиление транзистора

Коэффициент усиления по току каждого транзистора различается. Для обычного транзистора коэффициент усиления по току обычно составляет около 100. Таким образом, ток, доступный для управления нагрузкой, в 100 раз больше, чем i / p транзистора.

Величина тока i / p для включения транзистора в некоторых приложениях мала. Таким образом, конкретный транзистор не может подавать на нагрузку достаточный ток. Итак, ток нагрузки равен току i / p и коэффициенту усиления транзистора. Если увеличение входного тока невозможно, то необходимо увеличить коэффициент усиления транзистора. Этот процесс можно сделать с помощью пары Дарлингтона.

Транзистор Дарлингтона содержит два транзистора, но действует как один транзистор с коэффициентом усиления по току, равным. Общий коэффициент усиления по току равен текущему усилению транзистора 1 и транзистора 2. Например, если у вас есть два транзистора с одинаковым коэффициентом усиления по току, то есть 100

Мы знаем, что общий коэффициент усиления по току (hFE) = коэффициент усиления по току транзистора 1 (hFE1) X коэффициент усиления по току транзистора 2 (hFE2)

100X100 = 10 000

Как вы можете видеть выше, это дает значительно больший коэффициент усиления по току по сравнению с одиночным транзистором. Таким образом, это позволит низкому току i / p переключать большой ток нагрузки.

Обычно, чтобы включить транзистор, базовое i / p напряжение транзистора должно быть больше (>) 0,7 В. В транзисторе Дарлингтона используются два транзистора. Таким образом, базовое напряжение будет удвоено на 0,7 × 2 = 1,4 В. Когда транзистор Дарлингтона включен, падение напряжения на эмиттере и коллекторе будет около 0,9 В. Итак, если напряжение питания составляет 5 В, напряжение на нагрузке будет (5 В — 0,9 В = 4,1 В)

Структура транзистора Дарлингтона

Структура транзистора Дарлингтона показана ниже. Например, здесь мы использовали транзистор пары NPN. Коллекторы двух транзисторов соединены вместе, и эмиттер транзистора TR1 подает энергию на вывод базы транзистора TR2. Эта структура достигает β-умножения, поскольку для тока базы и коллектора (ib и β. Ib), где коэффициент усиления по току больше единицы, который определяется как

Структура транзистора Дарлингтона

Ic = Ic1 + Ic2
Ic = β1.IB + β2.IB2

Но ток базы транзистора TR1 равен IE1 (ток эмиттера), а эмиттер транзистора TR1 подключен к выводу базы транзистора TR2.

IB2 = IE1
= Ic1 + IB
= β1.IB + IB
= IB (β1 + 1)

Подставьте это значение IB2 в приведенное выше уравнение

Ic = β1.IB + β2. ИБ (β1 + 1)
IC = β1. IB + β2. ИБ β1 + β2. IB

= (β1 + (β2.β1) + β2). IB

В приведенном выше уравнении β1 и β2 — коэффициенты усиления отдельных транзисторов.

Здесь общий коэффициент усиления по току первого транзистора умножается на второй транзистор, заданный параметром β, и пара биполярных транзисторов объединяется в один транзистор Дарлингтона с очень высоким сопротивлением i / p и значением β.

Применение транзисторов Дарлингтона

Этот транзистор используется в различных приложениях, где требуется высокое усиление на низкой частоте. Некоторые приложения

  • Регуляторы мощности
  • Аудиоусилитель o / p каскадов
  • Управление двигателями
  • Драйверы дисплея
  • Управление соленоидом
  • Датчики света и прикосновения.

Это все о Транзистор Дарлингтона, работающий с приложениями . Мы уверены, что вы лучше понимаете эту концепцию. Кроме того, любые вопросы по этой теме или проекты электроники , пожалуйста, оставьте свой отзыв, оставив комментарий в разделе комментариев ниже. Вот вам вопрос, какова основная функция транзистора Дарлингтона?

Фото:

Транзистор Дарлингтона — это хорошо известное и популярное соединение, использующее пару биполярных транзисторных переходных транзисторов (BJT), разработанных для работы как унифицированный ‘превосходно’ транзистор. На следующей схеме показаны подробности подключения.



Определение

Транзистор Дарлингтона можно определить как соединение между двумя BJT, которое позволяет им формировать один составной BJT, приобретая значительный коэффициент усиления по току, который обычно может превышать тысячу.

Основное преимущество этой конфигурации состоит в том, что составной транзистор ведет себя как единое устройство с улучшенным текущий прирост эквивалентно произведению коэффициентов усиления по току каждого транзистора.


Если соединение Дарлингтона состоит из двух отдельных BJT с коэффициентом усиления по току β1и βдвакомбинированный коэффициент усиления по току можно рассчитать по формуле:

бD= β1бдва——— (12,7)


Когда согласованные транзисторы используются в соединении Дарлингтона, так что β1= βдва= β, приведенная выше формула для текущего усиления упрощается как:

бD= βдва——— (12,8)

Упакованный транзистор Дарлингтона

Из-за своей огромной популярности транзисторы Дарлингтона также производятся и доступны в готовом виде в одном корпусе, который имеет два BJT, соединенных внутри как одно устройство.

В следующей таблице приводится таблица с примером пары Дарлингтона в одном пакете.

Указанный текущий выигрыш — это чистый выигрыш от двух BJT. Блок поставляется с 3-мя стандартными внешними выводами, а именно базой, эмиттером, коллектором.

Этот тип упакованных транзисторов Дарлингтона имеет внешние характеристики, аналогичные обычным транзисторам, но имеет очень высокий и улучшенный выходной ток по сравнению с обычными одиночными транзисторами.

Как смещать постоянным током схему транзистора Дарлингтона

На следующем рисунке показана общая схема Дарлингтона с использованием транзисторов с очень высоким коэффициентом усиления по току β.D.

Здесь базовый ток можно рассчитать по формуле:

яB= VОКРУГ КОЛУМБИЯ— VБЫТЬ/ РB+ βDрЯВЛЯЕТСЯ————— (12.9)

Хотя это может выглядеть как уравнение, которое обычно применяется для любого обычного BJT , значение βDв приведенном выше уравнении будет существенно выше, а VБЫТЬбудет сравнительно больше. Это также было доказано в типовой таблице данных, представленной в предыдущем абзаце.

Следовательно, ток эмиттера можно рассчитать как:

яЯВЛЯЕТСЯ= (βD+ 1) ЯB≈ βDяB————— (12.10)

Напряжение постоянного тока составит:


VЯВЛЯЕТСЯ= ЯЯВЛЯЕТСЯрЯВЛЯЕТСЯ————— (12.11)

VB= VЯВЛЯЕТСЯ+ VБЫТЬ————— (12.12)

Решенный пример 1

По данным, приведенным на следующем рисунке, рассчитайте токи смещения и напряжения цепи Дарлингтона.

Решение : Применяя уравнение 12.9, базовый ток определяется как:

яB= 18 В — 1,6 В / 3,3 МОм + 8000 (390 Ом) ≈ 2,56 мкА

Применяя уравнение 12.10, ток эмиттера можно оценить как:

яЯВЛЯЕТСЯ≈ 8000 (2,56 мкА) ≈ 20,28 мА ≈ IC

Напряжение постоянного тока эмиттера можно рассчитать с помощью уравнения 12.11, как:

VЯВЛЯЕТСЯ= 20,48 мА (390 Ом) ≈ 8 В,

Наконец, напряжение коллектора можно оценить, применив уравнение. 12.12, как указано ниже:

VB= 8 V + 1.6 V = 9.6 V

В этом примере напряжение питания на коллекторе Дарлингтона будет:
VC= 18 V

Схема Дарлингтона, эквивалентная переменному току

На рисунке ниже мы видим БЮТ эмиттер-повторитель цепь подключена в режиме Дарлингтона. Базовый вывод пары подключен к входному сигналу переменного тока через конденсатор C1.

Выходной сигнал переменного тока, полученный через конденсатор C2, связан с выводом эмиттера устройства.

Результат моделирования вышеуказанной конфигурации представлен на следующем рисунке. Здесь транзистор Дарлингтона можно увидеть замененным эквивалентной схемой переменного тока, имеющей входное сопротивление р я и выходной источник тока, представленный как б D я б

Входной импеданс переменного тока можно рассчитать следующим образом:

Базовый ток переменного тока, проходящий через р я является:

яб= Vя— Vили же/ ря———- (12. 13)

С
Vили же= (Iб+ βDябЯВЛЯЕТСЯ———- (12.14)

Если мы применим уравнение 12.13 в уравнении 12.14 получаем:

ября= Vя— Vили же= Vя— яб(1 + βDЯВЛЯЕТСЯ

Решение вышеуказанного для V я:

Vя= Ябя+ (1 + βDЯВЛЯЕТСЯ]

Vя/ Iб= гя+ βDрЯВЛЯЕТСЯ

Теперь, исследуя базу транзистора, его входное сопротивление по переменному току можно оценить как:

Ся= RB॥ ря+ βDрЯВЛЯЕТСЯ———- (12.15)

Решенный пример 2

Теперь давайте рассмотрим практический пример вышеупомянутой конструкции эмиттерного повторителя, эквивалентного переменному току:

Определите входное сопротивление цепи, заданное r я = 5 кОм

Применяя уравнение 12. 15, мы решаем уравнение, как показано ниже:

Ся= 3,3 МОм॥ [5 кОм + (8000) 390 Ом)] = 1,6 МОм

Практичный дизайн

Вот практичный дизайн Дарлингтона, подключив 2Н3055 силовой транзистор с малосигнальным транзистором BC547.

На стороне входа сигнала используется резистор 100 кОм, чтобы снизить ток до нескольких миллиампер.

Обычно при таком низком токе на базе только 2N3055 никогда не сможет осветить сильноточную нагрузку, такую ​​как лампочка 12 В на 2 А. Это связано с тем, что коэффициент усиления по току 2N3055 очень низкий, чтобы преобразовать низкий базовый ток в высокий ток коллектора.

Однако как только другой BJT, в данном случае BC547, подключается к 2N3055 в паре Дарлингтона, объединенное усиление по току подскакивает до очень высокого значения и позволяет лампе светиться с полной яркостью.

Среднее усиление по току (hFE) для 2N3055 составляет около 40, а для BC547 — 400. Когда они объединяются в пару Дарлингтона, усиление существенно возрастает до 40 x 400 = 16000, не правда ли, круто. Такую мощность мы можем получить от конфигурации транзистора Дарлингтона, а обычный на вид транзистор можно было бы превратить в устройство с очень высокими характеристиками всего лишь с помощью простой модификации.

Предыдущая: CMOS IC LMC555 Datasheet — Работает с питанием 1,5 В Следующая статья: Цепь антишпионского радиочастотного детектора — Беспроводной детектор ошибок

Примеры программирования микроконтроллеров, создание схем на микроконтроллерах, микроконтроллеры для начинающих

Новостная лента

Microchip расширяет экосистему Arduino-совместимой отладочной платформы chipKIT

Компания Microchip сообщила о расширении экосистемы отладочной платформы chipKIT. В состав Arduino-совместимой платформы chipKIT вошла высокоинтегрированная отладочная плата с Wi-Fi модулем и плата расширения для управления электродвигателями, разработанные компанией Digilent. Подробнее >>>

Источник: http://www.rlocman.ru

Просмотров: 28590

Дата добавления: 02.10.2014

MicroView — супер миниатюрная Arduino-совместимая отладочная плата с OLED дисплеем

На портале Kickstarter представлен проект супер миниатюрной отладочной платформы Arduino, выполненной в форм-факторе 16-выводного корпуса DIP и имеющей встроенный OLED дисплей с разрешением 64×48 точек. Несмотря на то, что отладочная плата является полностью завершенным решением, она может устанавливаться на макетную плату или непосредственно впаиваться в печатную плату для расширения функционала и управления внешней периферией. Подробнее >>>

Источник: http://www.rlocman.ru

Просмотров: 27934

Дата добавления: 17.04.2014

Размеры самого миниатюрного в мире ARM-микроконтроллера Freescale сократила еще на 15%

Freescale Semiconductor совершила новый технологический прорыв, добавив к семейству Kinetis самый миниатюрный и энергоэффективный в мире 32-разрядный микроконтроллер Kinetis KL03 с архитектурой ARM.

Основанный на микроконтроллере предыдущего поколения Kinetis KL02, новый прибор получил дополнительную периферию, стал намного проще в использовании, и при этом сократился в размерах до 1.6 × 2.0 мм. Подробнее >>>

Источник: http://www.rlocman.ru

Просмотров: 1871

Дата добавления: 17.04.2014

Как вырастить микросхему с помощью белка

Без кремния немыслимо производство полупроводников, где он буквально нарасхват. При этом, естественно, большое значение имеют чистота вещества и строение кристаллов кремниевых соединений. Исследователи из Университета Лидса (Великобритания) предлагают способ выращивания таких кристаллов с помощью молекулярной биологии. По их мнению, это позволит создавать электронные микросхемы более высокого качества. Подробнее >>>

Источник: http://www.newscientist.com/

Просмотров: 3019

Дата добавления: 06.03.2014

Открытие нового раздела на сайте MCULAB.RU

На нашем сайте открыт новый раздел. Раздел посвящён моделированию различных схем по сопряжению микроконтроллеров и датчиков. Освещается схемотехника подключения к МК внешних устройств.

В данной области до сих пор отсутствует систематизация, поэтому сделана попытка создать банк типовых решений, который в дальнейшем может дополняться, уточняться, расширяться. Подробнее >>>

Источник: /

Просмотров: 129718

Дата добавления: 04.02.2014

На сайте представлены примеры программирования, которые будут полезны как для опытного разработчика схем на микроконтроллерах, так и для новичка. Особо рассматривается программирование микроконтроллеров для начинающих пользователей. Программные примеры программирования разбиты на различные разделы. Основную массу составляют примеры программирования микроконтроллеров avr и микроконтроллеров microchip. Пользователю предлагается познакомиться с различными примерами программирования и различными средами программирования: MicroLab, AVRStudio, MikroC, FloweCode.

Представлены схемы на микроконтроллерах ведущих производителей: PIC и AVR. Рассматривается огромное количество схем для начинающих разработчиков. Если Вы начинающий радиолюбитель, то для Вас мы приготовили раздел микроконтроллеры для начинающих.

Современные микроконтроллеры относятся к классу микропроцессорных устройств. В основе принципа действия таких элементов лежит исполнение последовательного потока команд, называемого программой. Микроконтроллер получает программные команды в виде отдельных машинных кодов. Известно, что для создания и отладки программ, машинные коды подходят плохо, так как трудно воспринимаются человеком. Этот факт привел к появлению различных языков программирования и огромного количества различных компиляторов.

В основе языков программирования микроконтроллеров лежат классические языки для компьютеров. Единственным отличием становится ориентированность на работу со встроенными периферийными устройствами. Архитектура микроконтроллеров требует, например, наличия битово-ориентированных команд. Последние выполняют работу с отдельными линиями портов ввода/вывода или флагами регистров. Подобные команды отсутствуют в большинстве крупных архитектур. Например, ядро ARM, активно применяемое в микроконтроллерах, не содержит битовых команд, вследствие чего разработчикам пришлось создавать специальные методы битового доступа.

Популярное в разделе «MikroC»

Популярное в разделе «FloweCode»

Популярное в разделе «MicroLab»

Популярное в разделе «AVR Studio»

Популярное в разделе «Основы МП техники»

Популярное в разделе «Аналоговый и цифровой сигнал»

Популярное в разделе «Цифровая схемотехника»

Примеры программирования микроконтроллеров будут представлены на хорошо всем известном языке Си. А перед тем как постигать азы программирования микроконтроллеров и схемотехнику устройств на микроконтроллерах, авторам предлагается ещё раз вспомнить основы микропроцессорной техники, основы электроники, полупроводниковую электронику, аналоговую и цифровую схемотехнику, а так же азы аналогового и цифрового представления сигнала. Для тех, кому хочется получить новые знания в области современного программирования, можно будет познакомиться с графическим языком программирования LabView.

Выбор языка программирования зависит от множества факторов. В первую очередь, типо решаемых задач и необходимым качеством кода. Если Вы ведёте разработку малых по объёму и несложных программ, то можно использовать практически любой язык. Для компактного кода подойдет Ассемблер, а если ставятся серьезные задачи, то альтернативы С/С++ практически нет. Также необходимо учитывать доступность компилятора. В итоге самым универсальным решением можно назвать связку Ассемблера и C/C++. Для простого освоения языков, можно воспользоваться примерами программ для микроконтроллера. Использование примеров программирования упростит и ускорит процесс освоения программирования микроконтроллеров.

Схемы на микроконтроллерах позволят начинающим разработчикам освоить тонкости проектирования, моделирования и программирования микроконтроллеров.

216 составной транзистор схема дарлингтона » Радиоэлектроника

Если соединить транзисторы, как показано на рис. 2.60, то приобретенная схема будет работать как один транзистор, при этом его коэффициент &#946- будет равен произведению коэффициентов &#946- составляющих транзисторов. Этот прием полезен для схем, работающих с большенными токами (к примеру, для стабилизаторов напряжения либо выходных каскадов усилителей мощности) либо для входных каскадов усилителей, если нужно обеспечить большой входной импеданс.

Рис. 2.60. Составной транзистор Дарлингтона.

В транзисторе Дарлингтона падение напряжения меж базой и эмиттером вдвое больше обыденного, а напряжение насыщения равно по последней мере падению напряжения на диодике (потому что потенциал эмиттера транзистора Т1 должен превосходить потенциал эмиттера транзистора Т2, на величину падения напряжения на диодике). Не считая того, соединенные таким макаром транзисторы ведут себя как один транзистор с довольно малым быстродействием, потому что транзистор T1 не может стремительно выключить транзистор Т2. С учетом этого характеристики обычно меж базой и эмиттером транзистора Т2 включают резистор (рис. 2.61). Резистор R предутверждает смешение транзистора Т2 в область проводимости за счет токов утечки транзисторов Т1 и Т2. Сопротивление резистора выбирают так, чтоб токи утечки (измеряемые в наноамперах для малосигнальных транзисторов и в сотках микроампер для массивных транзисторов) делали на нем падение напряжения, не превышающее падения напряжения на диодике, и совместно с тем чтоб через него протекал ток. малый по сопоставлению с базисным током транзистора Т2. Обычно сопротивление R составляет несколько сотен ом в массивном транзисторе Дарлингтона и несколько тыщ ом в малосигнальном транзисторе Дарлингтона.

Рис. 2.61. Увеличение скорости выключения в составном транзисторе Дарлингтона.

Индустрия выпускает транзисторы Дарлингтона в виде законченных модулей, включающих, обычно, и эмиттерный резистор. Примером таковой стандартной схемы служит мощнейший n-p-n — транзистор Дарлингтона типа 2N6282, его коэффициент усиления по току равен 4000 (обычное значение) для коллекторного тока, равного 10 А.

Соединение транзисторов по схеме Шиклаи (Sziklai). Соединение транзисторов по схеме Шиклаи представляет собой схему, схожую той. которую мы только-только разглядели. Она также обеспечивает повышение коэффициента &#946-. Время от времени такое соединение именуют комплементарным транзистором Дарлингтона (рис. 2.62). Схема ведет себя как транзистор n-p-n — типа, владеющий огромным коэффициентом &#946-. В схеме действует одно напряжение меж базой и эмиттером, а напряжение насыщения, как и в предшествующей схеме, равно по последней мере падению напряжения на диодике. Меж базой и эмиттером транзистора Т2 рекомендуется включать резистор с маленьким сопротивлением. Разработчики используют эту схему в массивных двухтактных выходных каскадах, когда желают использовать выходные транзисторы только одной полярности. Пример таковой схемы показан на рис. 2.63. Как и до этого, резистор представляет собой коллекторный резистор транзистора T1 Транзистор Дарлингтона, образованный транзисторами Т2 и Т3. ведет себя как один транзистор n-p-n — типа. с огромным коэффициентом усиления по току. Транзисторы Т4 и Т5, соединенные по схеме Шиклаи, ведут себя как мощнейший транзистор p-n-p — типа. с огромным коэффициентом усиления. Как и до этого, резисторы R3 и R4 имеют маленькое сопротивление. Эту схему время от времени именуют двухтактным повторителем с квазидополнительной симметрией. В реальном каскаде с дополнительной симметрией (комплементарном) транзисторы Т4 и Т5, могли быть соединены по схеме Дарлингтона.

Рис. 2.62. Соединение транзисторов по схеме Шиклаи («дополняющий транзистор Дарлингтона»).

Рис. 2.63. Мощнейший двухтактный каскад, в каком применены выходные транзисторы только n-p-n — типа.

Транзистор со сверхбольшим значением коэффициента усиления по току. Составные транзисторы — транзистор Дарлингтона и ему подобные — не следует путать с транзисторами со сверхбольшим значением коэффициента усиления по току, в каких очень огромное значение коэффициента h31э получают в процессе технологического процесса производства элемента. Примером такового элемента служит транзистор типа 2N5962. для которого гарантируется малый коэффициент усиления по току, равный 450, при изменении коллекторного тока в спектре от 10 мкА до 10 мА — этот транзистор принадлежит к серии частей 2N5961-2N5963, которая характеризуется спектром наибольших напряжений Uкэ от 30 до 60 В (если коллекторное напряжение должно быть больше, то следует пойти на уменьшение значения C). Индустрия выпускает согласованные пары транзисторов со сверхбольшим значением коэффициента &#946-. Их употребляют в усилителях с низким уровнем сигнала, для которых транзисторы обязаны иметь согласованные характеристики — этому вопросу посвящен разд. 2.18. Примерами схожих стандартных схем служат схемы типа LM394 и МАТ-01- они представляют собой транзисторные пары с огромным коэффициентом усиления, в каких напряжение Uбэ согласовано до толикой милливольта (в самых не плохих схемах обеспечивается согласование до 50 мкВ), а коэффициент h31э — до 1%. Схема типа МАТ-03 представляет собой согласованную пару p-n-p — транзисторов.

Транзисторы со сверхбольшим значением коэффициента &#946- можно соединять воединыжды по схеме Дарлингтона. При всем этом базисный ток смещения можно сделать равным всего только 50 пкА (примерами таких схем служат операционные усилители типа LM111 и LM316.

Все своими руками Схема транзистора КТ827

Опубликовал admin | Дата 16 марта, 2013

Аналог КТ827А

     Здравствуйте уважаемые читатели. Существует много схем, где с большим успехом используются замечательные мощные составные транзисторы КТ827 и естественно иногда возникает необходимость в их замене. Кода под рукой данных транзисторов не обнаруживается, то начинаем задумываться об их возможных аналогах.

     Полных аналогов среди изделий иностранного производства я не нашел, хотя в интернете есть много предложений и утверждений о замене этих транзисторов на TIP142. Но у этих транзисторов максимальный ток коллектора равен 10А, у 827 он равен 20А, хотя мощности у них одинаковые и равны 125Вт. У 827 максимальное напряжение насыщения коллектор – эмиттер равно два вольта, у TIP142 – 3В, а это значит, что в импульсном режиме, когда транзистор будет находиться в насыщении, при токе коллектора 10А на нашем транзисторе будет выделиться мощность 20Вт, а на буржуйском – 30Вт, поэтому придется увеличивать размеры радиатора.

     Хорошей заменой может быть транзистор КТ8105А, данные смотрим в табличке. При токе коллектора 10А напряжение насыщения у данного транзистора не более 2В. Это хорошо.

     При неимении все этих замен я всегда собираю приблизительный аналог на дискретных элементах. Схемы транзисторов и их вид приведены на фото 1.

     Собираю обычно навесным монтажом, один из возможных вариантов показан на фото 2.

     В зависимости от нужных параметров составного транзистора можно подобрать транзисторы для замены. На схеме указаны диоды Д223А, я обычно применяю КД521 или КД522.

     На фото 3 собранный составной транзистор работает на нагрузку при температуре 90 градусов. Ток через транзистор в данном случае равен 4А, а падение напряжения на нем 5 вольт, что соответствует выделяемой тепловой мощности 20Вт. Обычно такую процедуру я устраиваю полупроводникам в течении двух, трех часов. Для кремния это совсем не страшно. Конечно для работы такого транзистора на данном радиаторе внутри корпуса устройства потребуется дополнительный обдув.

     Для выбора транзисторов привожу таблицу с параметрами.

     Параметры самодельного составного транзистора (Рвых, Iк макс.)будут конечно соответствовать параметрам примененного выходного транзистора. Вот вроде и все. До свидания. К.В.Ю.

Просмотров:88 197


Патент США на композитный транзистор с высоким коэффициентом усиления (Патент № 4,371,792, выдан 1 февраля 1983 г.)

ПРЕДПОСЫЛКИ ИЗОБРЕТЕНИЯ

В конструкции монолитных интегральных схем (ИС) NPN-транзисторы обычно имеют коэффициент усиления тока база-коллектор, или бета, превышающий 200, и отображают значения тока утечки коллектора при комнатной температуре менее 100 пикоампер при номинальном напряжении коллектора. Такие транзисторы стабильны в том смысле, что они не проявляют склонности к колебаниям в резистивных цепях.Хотя такие транзисторы чрезвычайно полезны при разработке структур ИС, существуют определенные типы схем, в которых желательна более высокая бета. Как правило, такое более высокое бета достигается с помощью хорошо известного соединения Дарлингтона, в котором один или несколько транзисторов эмиттерных повторителей напрямую соединены в каскаде с транзистором с общим эмиттером. Трехстадийный Дарлингтон имеет очень высокую бета. Однако у него составная база для эмиттерного напряжения включения трех диодов около 2,1 вольта и напряжение насыщения более 1.5 вольт при типичных условиях, в отличие от 0,7 вольт B BE и 0,5 вольт насыщения для одного транзистора. Таким образом, такой композит на самом деле не имитирует отдельный транзистор. Другие формы схемы были разработаны для создания подходящего композита, но обычные схемы предшествующего уровня техники, использующие комплементарные транзисторы, имеют тенденцию к колебаниям, если не компенсировать частоту.

СУЩНОСТЬ ИЗОБРЕТЕНИЯ

Задачей изобретения является создание составного транзистора с ИС, имеющего чрезвычайно высокое значение коэффициента бета, стабильную работу без частотной компенсации и низкую утечку тока коллектора.

Еще одной целью изобретения является использование ИС, подключенной для имитации одного высокоэффективного транзистора.

Эти и другие цели достигаются в схеме, сконфигурированной следующим образом. Выходной каскад NPN подключен через эмиттерный повторитель PNP к эмиттеру NPN, следующему за входным каскадом. Боковой транзистор PNP, действующий как токовое зеркало, соединяет коллектор входного каскада с базой выходного каскада. Результирующая схема с тремя выводами имеет коэффициент бета двух каскадно соединенных NPN-транзисторов, умноженный на коэффициент усиления токового зеркала.Схема имеет внутреннюю частотную компенсацию за счет эмиттерного повторителя PNP и имеет напряжения на выводах, типичные для одного транзистора NPN. Утечка коллектора регулируется выбором геометрии и номинала резистора.

Схема имеет многосекционную транзисторную конструкцию с выходом мощности, которая имеет большую безопасную рабочую зону.

КРАТКОЕ ОПИСАНИЕ ЧЕРТЕЖА

РИС. 1 представляет собой принципиальную схему схемы изобретения;

РИС.2 показано, как схема изобретения используется в конфигурации высокой мощности; и

РИС. 3 представляет собой вид спереди в поперечном сечении фрагмента интегральной микросхемы со схемой, показанной на фиг. 2.

ОПИСАНИЕ ИЗОБРЕТЕНИЯ

РИС. 1 представлена ​​схема компонентов ИС, составляющих составную схему. Транзистор 10 представляет собой вертикальное устройство NPN, в котором вывод коллектора 11 и вывод 12 эмиттера подключены к внешним соединениям. Транзистор 10 предназначен для обеспечения желаемого действия коллекторной цепи.Например, это может быть обычное слабосигнальное маломощное устройство. В качестве альтернативы, при желании, это может быть устройство питания большой площади.

Транзистор 13 имеет конструкцию PNP с вертикальным коллектором на подложке, подключенную для работы в качестве драйвера эмиттерного повторителя для базы транзистора 10. Резистор 14 подключен между коллектором и базой транзистора 13, чтобы нормально включить его. Следует отметить, что плотность эмиттерного тока транзистора 10 должна превышать плотность тока транзистора 13, чтобы напряжение V.sub.BE транзистора 10 больше, чем у транзистора 13. Это необходимо для того, чтобы возникло положительное падение напряжения на резисторе 14. Это состояние обычно возникает в показанной схеме из-за соотношения

.

V BE10 = V BE13 + V 14

, где V 14 представляет собой напряжение на резисторе 14, а указанные значения V BE относятся к напряжениям между базой транзистора и эмиттером.

Транзистор 15 управляет базой транзистора 13 благодаря действию эмиттерного повторителя от входной клеммы 16.Коллектор транзистора 15 также управляет базой транзистора 17, которая показана как многоколлекторное боковое устройство, соединенное как токовое зеркало. Поскольку база транзистора 17 соединена с выводом коллектора 18 и с коллектором транзистора 15, любой ток, протекающий в выводе 18, будет создавать соответствующий ток в выводе 19. Например, если два коллектора имеют одинаковую степень сбора, текущий минор будет иметь усиление единицы. Если коллектор вывода 19 сделать в десять раз более эффективным, чем коллектор вывода 18, токовое зеркало будет иметь усиление в десять раз.

Коэффициент усиления по току составной схемы будет равен произведению коэффициентов бета транзисторов 10 и 15, умноженных на коэффициент усиления зеркала по току. На практике с коэффициентом бета транзистора NPN, равным 200, и коэффициентом усиления токового зеркала, равным 20, суммарный коэффициент усиления или коэффициент бета от вывода 16 до вывода 11 может составлять 800 000 (118 дБ).

Следует отметить, что база транзистора 16 очень близка к падению напряжения на один диод выше клеммы 12. Фактическое значение будет равно напряжению между базой и эмиттером транзистора 15 плюс падение напряжения на резисторе 14, которое мало, потому что это разница между базой и эмиттером падает на транзисторах 10 и 13.

Таким образом, клемма 11 действует как коллектор, клемма 12 — как эмиттер, а клемма 16 — как база одного NPN-транзистора с очень высоким коэффициентом бета. Ток утечки устройства очень низок из-за работы транзистора 13. В конфигурации с открытой базой через транзистор 15 будет протекать очень небольшой ток, и, следовательно, транзистор 13 будет проводить, потому что его база возвращается к его коллектору резистором 14. Это в очередь переводит базу транзистора 10 в низкий уровень и выключает его. Фактически транзистор 13 отводит практически весь ток транзистора 17 от базы транзистора 10.Таким образом, утечка с клеммы 11 через транзистор 10 будет почти такой же малой, как если бы присутствовал только транзистор 10.

Что касается высокочастотного усиления, схема самокомпенсируется. Поскольку токовое зеркало представляет собой боковой PNP-транзистор и поскольку такие устройства имеют спад усиления на высокой частоте, можно видеть, что усиление токового зеркала будет падать с частотой. Однако транзистор 13 также представляет собой PNP-устройство со спадом усиления при увеличении частоты. Для высокочастотного случая, когда транзисторы PNP больше не работают, эмиттер транзистора 15 будет диодно соединен диодом база-эмиттер транзистора 13 непосредственно с базой транзистора 10.Таким образом, максимальный спад усиления будет равен усилению на высоких частотах, равному бета-произведению транзисторов 10 и 15. В приведенном выше примере усиление уменьшится с 800 000 до 40 000 (92 дБ), что по-прежнему является очень высоким значением.

Таким образом, эффект высокочастотного спада минимизируется компенсационным эффектом диода база-эмиттер транзистора 13, и составное устройство остается стабильным и работоспособным на частотах выше тех, для которых устройства PNP не работают.

РИС.2 представляет собой принципиальную схему составного транзистора для работы с более высокой мощностью. Если элементы схемы имеют ту же функцию, что и на фиг. 1 используются аналогичные номера. Транзистор 10 заменен тремя отдельными транзисторами 100-12. Их цепи эмиттер-коллектор параллельны и, при желании, их коллекторы могут быть общей изолированной областью в ИС. Хотя показаны три таких транзистора, можно было бы использовать больше. Хотя это и не показано, каждый транзистор 100-103 может быть сконструирован как отдельный силовой транзистор с множеством эмиттеров, например, в форме наложения.Кроме того, каждый из этих эмиттеров может включать последовательный резистор для выравнивания распределения тока по различным эмиттерам. Такая конструкция эмиттера с балластом хорошо известна в данной области техники и не будет подробно описана здесь.

Транзистор 13 на фиг. 1, был заменен коллекторным устройством 113 с вертикальной подложкой PNP с несколькими эмиттерами. Для каждого отдельного выходного транзистора предусмотрен отдельный эмиттер. Кроме того, транзистор 17 на фиг. 1 заменен транзистором 117 с дополнительными коллекторами.Следует отметить, что транзистор 117 не имеет коллектора, соединенного с его базой. Таким образом, текущий коэффициент усиления зеркала не определяется относительным размером коллектора, как показано на фиг. 1. Токовое зеркало 117 имеет один вход, соединенный с транзистором 15, и множество одинаковых выходов, по одному выходу на каждый выходной транзистор. Эта конфигурация схемы желательна, чтобы максимизировать безопасную рабочую область составного устройства. Отдельные приводы транзисторов 100-103 действуют как балласты базового тока для выравнивания распределения тока.В противном случае схема на фиг. 2 работает так же, как на фиг. 1.

РИС. 3 представляет собой вид спереди в разрезе части микросхемы ИС. Детали расположены таким образом, чтобы показать, как композит может быть составлен из компонентов ИС. Рисунок выполнен не в масштабе и предназначен только для демонстрации общих взаимосвязей. Обычный плоский оксид и покрывающая его металлизация опущены для ясности, а соединения показаны схематически.

Микросхема схемы изготовлена ​​с использованием подложки 25 P-типа, на которой имеется эпитаксиальный слой 26 N-типа.Диффузионная изоляция 27 полностью проникает в эпитаксиальный слой, таким образом, соединение P-N изолирует ряд ванн N-типа, в которых различные части создаются с помощью процесса двойной диффузии.

Транзисторы 101-102 показаны справа. Пока показаны три транзистора, можно использовать больше. Область 28 представляет собой диффузную базу P-типа, а область 29 — диффузионный эмиттер N+-типа. Конфигурация эмиттерной базы повторяется дважды для получения комбинации из трех транзисторов с одной областью коллектора.Область 30 представляет собой контакт диффузионного коллектора типа N+, который омически расположен на материале коллектора типа N. Скрытый слой 31 типа N+ снижает сопротивление коллектора устройства. Эти основные элементы ИС используются для создания других компонентов 113, 15 и 117, как показано на фиг. 2 и которые соединены между собой, как показано. Следует отметить, что множественный коллекторный транзистор 117 будет иметь коэффициент усиления токового зеркала, определяемый коэффициентом усиления сегментов транзистора.

Транзистор 113 имеет общий контакт 33 базы N+ и показан с тремя эмиттерами P-типа 34-36.Подложка 25 образует область общего коллектора.

Транзистор 117 имеет контакт 37 базы N+ над скрытым слоем 38. Рассеянная область 39 Р представляет собой боковой эмиттер, а области 40-42 содержат три коллектора.

Транзистор 15 имеет обычную конструкцию NPN. Контакт 43 коллектора лежит над заглубленным слоем 44, а области 45 и 46 образуют соответственно эмиттер и базу.

Резистор 15 показан схематично. Он может находиться в отдельной изолированной области в виде обычного диффузного элемента.В качестве альтернативы он может быть расположен поверх плоского оксида (не показан) в виде тонкопленочной структуры.

ПРИМЕР

Структура изобретения была изготовлена ​​с использованием обычной конструкции ИС, как описано выше. Выходная секция состояла из 30 отдельных транзисторов, управляемых боковым PNP-транзистором с 30 коллекторами. Все устройство занимало площадь, примерно в 60 раз превышающую площадь типичного NPN-транзистора. Полученный композит имел усиление по низкой частоте около 200 000 и мог рассеивать 30 Вт при установке на разъем TO-3.Композит мог пропускать ток коллектора до 1 ампера и выдерживать напряжение коллектора до 40 вольт. Напряжение насыщения коллектора составляло около 1 вольта. Композит не имел частотной компенсации, но не проявлял нестабильности.

Описан составной транзистор с ИС и показано, как можно собрать устройство с использованием обычных элементов ИС. Когда специалист в данной области техники прочитает приведенное выше описание, альтернативы и эквиваленты в духе и цели изобретения станут очевидными.Соответственно предполагается, что объем изобретения ограничивается только нижеследующей формулой изобретения.

Электроника | Бесплатный полнотекстовый | Сверхнизковольтные инверторные операционные усилители крутизны с повышенным коэффициентом усиления по напряжению за счет усовершенствованных составных транзисторов

1. Введение

Растущий спрос на электронные устройства, питаемые от источников питания со сбором энергии, вызывает потребность в интегральных схемах (ИС), способных правильно работать при сверхнизком напряжении питания и сверхнизком энергопотреблении [1,2,3,4,5,6].В этом контексте операционные усилители крутизны (OTA) являются строительными блоками любой входной цепи и цепочки обработки сигналов, которые традиционно не подходят для работы при очень низком напряжении, обеспечивающем выполнение таких характеристик, как размах входного/выходного напряжения от шины к шине и высокое напряжение. усиление крутизны, которые также не зависят от процесса, напряжения питания и изменений температуры [7]. Чтобы справиться с такими проблемами, было предложено несколько OTA, нацеленных на сверхнизкое напряжение (ULV) питания и сверхнизкое энергопотребление.Колебания входного и выходного напряжения таких OTA сильно ограничены из-за их обычной дифференциальной пары (DP), управляемой затвором. С другой стороны, OTA DP с массовым входом [8, 9, 10, 11] демонстрируют повышенную линейность входного диапазона за счет пропускной способности, энергоэффективности и конечного входного импеданса постоянного тока [12]. В качестве альтернативы двухтактный Были предложены топологии OTA на основе инвертора [13,14] и их соответствующие варианты ULV [15,16], включая двухтактные OTA с массовым приводом [17,18], предлагающие более высокую энергоэффективность, линейность и напряжение. коэффициент усиления при малом ухудшении размаха выходного напряжения.В этом контексте составные транзисторы [19], такие как прямоугольные [20] и трапециевидные [21], могут использоваться для увеличения коэффициента усиления по напряжению OTA на основе инвертора за счет площади. Более того, улучшенные составные транзисторы с прямым смещением корпуса предлагают дополнительные функции для увеличения коэффициента усиления по напряжению [22]. В этой статье описывается, как OTA на основе инвертора могут извлечь выгоду из прямого смещения тела для реализации подавления синфазного входного напряжения [21]. в однотактных OTA сбалансировать асимметрию подвижности заряда транзисторов PMOS и NMOS с параллельными и последовательными массивами транзисторов [19] для экономии площади и адаптировать улучшенные составные транзисторы [22] для увеличения усиления по напряжению.В разделе 2 рассматривается простейший составной транзистор, состоящий из двух МОП-транзисторов N-типа, и обсуждается, как усиление может быть улучшено за счет независимого смещения их объемных выводов. Затем, в разделе 3, описываются два OTA на основе инвертора со схемами подавления синфазного сигнала с прямым смещением тела. Первый состоит из параллельных массивов транзисторов PMOS и массивов серии NMOS для подтягивающих и вытягивающих цепей, предназначенных для самой низкой области для описанного подхода. Второй — это версия первого OTA, в которой используются адаптированные улучшенные составные транзисторы для достижения большего коэффициента усиления по напряжению.В разделе 4 характеристики таких двух OTA проверяются и сравниваются с помощью моделирования после макета с технологическим процессом 180 нм. Наконец, в разделе 5 сделаны выводы.

2. Композитный транзистор с улучшенным прямым смещением

Реализация OTA на основе инвертора с композитными транзисторами позволяет разработчикам использовать компромиссное соотношение площади усиления. На рис. 1а представлен элементарный составной транзистор N-типа M N , составленный из двух последовательных транзисторов M N,2 и M N,1 .Учитывая, что M N,1 и M N,2 имеют одинаковую длину, эквивалентное соотношение размеров транзисторов Seq определяется выражением (1) [19]:

Seq=WeqLeq=SN,1·SN,2SN,1+SN,2=kk+1·SN,1

(1)

куда Такое использование составных транзисторов улучшает коэффициент усиления по напряжению за счет увеличения коэффициента k [21], который представляет собой соотношение транзисторов M N,2 и M N,1 с соотношениями сторон SN,2 и SN,1. Эквивалентная длина канала транзистора Leq и раннее напряжение VA увеличиваются пропорционально k; однако эквивалентная общая площадь транзистора и входная емкость также соответственно увеличиваются.Используя универсальную модель транзистора UICM (Unified Current Control Model) [23], приближенную к работе транзистора со слабой инверсией, ток стока транзистора ID можно рассчитать следующим образом:

ID≈2·IS·eVGB-VT-nVSBnϕt+1-eVGB-VT-nVDBnϕt+1

(3)

IS=ISH·S=µCox′nϕt22·WL

(4)

где VGB, VSB и VDB — соответственно напряжения затвор-блок, исток-блок и сток-блок, VT — пороговое напряжение, n — коэффициент наклона, ϕt — тепловое напряжение, IS — ток нормализации, ISH — ток нормализации слоя, S — отношение размеров транзистора, μ — подвижность заряда, а Cox’ — емкость оксида затвора на единицу площади.Учитывая, что ID=IDN,1=IDN,2 и VX=VDN,1=VSN,2, что M N,1 работает в линейной области, M N,2 работает в области насыщения, и оба транзистора при слабой инверсии ток стока составного транзистора ID можно рассчитать, как показано в (5) и (6):

ID≈2·ISH·SN,1·eVG+(n−1)VB1−VTnϕt+1·1−e−VXϕt≈2·ISH·SN,2·e(n−1)ΔVBnϕt·eVG+(n−1) VB1-VTnϕt+1·e-VXϕt

(5)

VX≈ϕt·lnSN,1+SN,2·e(n−1)ΔVBnϕtSN,1

(6)

Фиксируя размер M N,1 , ток стока ID можно изменить, изменяя ширину транзистора M N,2 и допуская смещение корпуса двух последовательных транзисторов M N, 1 и M N,2 на рис. 1а привязаны к одному и тому же напряжению, так что VG=VD=VB1=VB2=0.25 В, ток стока ID составного транзистора пропорционален эквивалентному соотношению размеров транзистора, как описано в (7) и показано на рисунке 1b:

ID≈2·ISH·Seq·eVG+(n-1)VB1-VTnϕt+1∝Seq=SN,1·SN,2SN,1+SN,2=kk+1·SN,1

(7)

Аналогичного увеличения тока можно добиться, сохраняя одинаковые размеры двух последовательных транзисторов M N,2 и M N,1 (k=1) и независимо смещая два транзистора на рис. 1a [22]. Предполагая, что VG=VD=VB1=0,25 В, на рис. 2а показано, как можно увеличить ток стока ID за счет разницы напряжений смещения корпуса ΔVB=VB2-VB1.Обратите внимание, что в этом последнем случае два последовательных транзистора M N,2 и M N,1 на рисунке 1a имеют одинаковый размер (k = 1), так что ток стока ID может быть выражен как:

ID∝SN,1·βSN,2SN,1+βSN,2=ββ+1·SN,1

(8)

куда

β≈e(n−1)ΔVBnϕt

(9)

представляет собой поправочный коэффициент для определения идентификатора стока тока из-за разницы между смещением тела последовательных транзисторов M N,2 и M N,1 , предполагая, что транзисторы работают в слабой инверсии, как можно выделить сравнивая (7) с (8).На рис. 2б показано, как изменяется β при изменении напряжения смещения тела ΔVB=VB2−VB1, что согласуется с аппроксимацией, определяемой (9) для коэффициента наклона n≈1,29 и теплового напряжения ϕt≈26 мВ. На рис. 3а показано как изменяется крутизна gm слабосигнального затвора при изменении k и сохранении ΔVB=0 (β=1), а также при изменении β и сохранении k=1 при VG=VD=VB1=0,25 В. Для слабой инверсии, как и ожидалось, gm пропорциональна ID, так как Кроме того, эквивалентное выходное сопротивление транзистора ro, обратное выходной проводимости go, определяется выражением

ro=1go=dVDdID=VAID=ВЕЛИД,

(11)

является функцией раннего напряжения VA и тока стока ID, учитывая, что транзистор M N,2 работает в области насыщения.Раннее напряжение определяется технологическим параметром VE и длиной канала транзистора L. На рисунке 3c показано, что VA увеличивается почти пропорционально с k и β, что означает, что согласно этому определению эквивалентная длина канала транзистора Leq соответственно увеличивается. На рисунке 3d показано эквивалентный коэффициент усиления собственного напряжения слабого сигнала транзистора, который определяется как AV=gmro. Как показано на рис. 3a–d, параметры слабого сигнала изменяются почти точно в зависимости от k или β, что доказывает, что улучшенное изменение дифференциального напряжения прямого смещения составного транзистора эквивалентно изменению физических параметров составного транзистора.

В следующем разделе вышеупомянутое дифференциальное прямое смещение корпуса применяется к двум новым OTA на основе инвертора с составными транзисторами.

3. OTA на основе инвертора с улучшенным прямым смещением тела

На рис. 4 показана компактная и расширенная схема обычного псевдодифференциального несимметричного OTA на основе инвертора с прямым смещением тела, который в основном полусхема полностью дифференциального ОТА Bulk Nauta, предложенного в [21].

Чтобы компенсировать разницу в подвижности заряда между PMOS и NMOS-транзисторами, соотношение сторон инвертора PMOS SP должно быть больше, чем NMOS SN.В этой конкретной конструкции SP должно быть примерно в четыре раза больше, чем SN. Один из способов сделать это — сохранить постоянной длину L транзистора PMOS и NMOS и выбрать ширину WP PMOS в четыре раза больше, чем WN. В этой конструкции инвертор состоит из массивов параллельных транзисторов PMOS и массивов транзисторов серии NMOS, что позволяет сэкономить 20% общей площади.

В частности, эквивалентные транзисторы, показанные на рисунке 4a, PMOS M PA , M PB и NMOS M NA , M NB , представляют собой соответственно параллельные и последовательные прямоугольные массивы транзисторов, представленные в виде отдельных транзисторов. на рисунке 4b.Красная и синяя пунктирные линии подчеркивают такую ​​эквивалентность. Далее все единичные транзисторы, составляющие составные транзисторы, имеют одинаковое соотношение сторон Su. Предполагая, что соотношения сторон M NA,1 и M NA,2 равны, так что эквивалентное соотношение сторон прямоугольной матрицы транзисторов N-типа равно и его эквивалентная активная площадь равна ATN=2Au, где Au — площадь (Вт·л) единичного транзистора. Аналогичным образом, каждая прямоугольная транзисторная матрица P-типа M P состоит из двух параллельных единичных транзисторов с одинаковым соотношением сторон Su .Таким образом, он имеет эквивалентное соотношение сторон, равное и эквивалентная активная площадь, равная ATP=2Au. Две ветви этого ОТА (названные далее ОТА-А) состоят из P-типа (M PA , M PB a) и N-типа (M NA , M NB ) транзисторы, все выводы которых подключены к узлу X (см. рис. 4а). Таким образом, транзисторы P- и N-типа M P и M N объемных выводов двух ветвей OTA-A смещены при VX≈VDD/2=0.15 В для типичных параметров процесса. Как и полностью дифференциальная OTA Bulk Nauta [21], эта топология имеет ограниченное подавление синфазного сигнала и требует дополнительной площади, необходимой для защитных колец, необходимых для изоляции подложки, так что общая площадь больше, чем только площадь двух обычных инверторов. Кроме того, поскольку NMOS-транзисторы смещены в прямом направлении независимо друг от друга, требуется технология CMOS с тремя ямами. На основе этой топологии предлагается версия прежнего OTA с использованием улучшенных составных транзисторов для дальнейшего увеличения коэффициента усиления по напряжению, как показано на рис. Рисунок 5.Подобно рисунку 4a,b, рисунок 5a,b представляет собой компактный и расширенный вид схемы предложенной улучшенной версии предыдущей схемы на рисунке 4, где схемы подтягивания и подтягивания сделаны из усовершенствованных составных транзисторов, и каждый транзисторная матрица эквивалентно представлена ​​единичными транзисторами. В предложенном OTA-B используется модифицированная версия усовершенствованного составного транзистора из [22] для независимого смещения корпуса составных транзисторов с дифференциальным объемным напряжением на выводах ΔVB.Вместо привязки к входным узлам инверторов, как в [22], объемные выводы транзисторов M PA-B,2 и M NA-B,2 привязаны соответственно к транзисторам с диодным включением M NC и M PC , так что их напряжения соответственно практически равны нулю или напряжению питания, но паразитный ток подложки ограничен [21].

Затем к узлу X, напряжение которого Vx≈VDD/2=0, подключаются массивы транзисторов M PA-B,1 и M NA-B,1 .15 В.

Исходя из этого, каждый усовершенствованный составной транзистор, определяющий подтягивающую и понижающую цепи ОТА-В, имеет дифференциальное напряжение смещения в прямом направлении ΔVB≈VDD/2=0,15 В, т.е. цель дизайна.

Обратите внимание, что эти транзисторы (M PC и M NC ) не требуются при использовании технологии FD-SOI CMOS [24], поскольку эта технология предлагает изолированные транзисторы со встроенным изолятором между подложкой и каналом транзистора. . Кроме того, при использовании прямого смещения в технологиях FD-SOI отсутствует паразитный ток подложки.Ширина W каждого единичного транзистора как в OTA-A, так и в OTA-B устанавливается на основе требований к минимальным размерам изолированных n- и p-колодцев. Исходя из этого, все единичные транзисторы, как PMOS, так и NMOS, в ОТА-А и ОТА-В (см. рис. 4б и рис. 5б) имеют одинаковое соотношение сторон, равное

WLN=WLP=1,26 мкм0,42 мкм

(15)

Компоновки OTA-A и OTA-B показаны на рис. 6a,b соответственно. На этих рисунках показано, как методы систематического уменьшения несоответствия, такие как общий центроид и фиктивные транзисторы, использовались в обоих OTA.Название единичного транзистора помещается над каждым экземпляром в макете.

5. Выводы

В этом документе представлены две топологии OTA на основе инвертора для увеличения коэффициента усиления по напряжению без уменьшения размаха выходного напряжения и с незначительным ухудшением линейности для сверхнизковольтных источников питания. Предлагаемые OTA используют два топологических решения, состоящие из использования прямоугольных массивов для балансировки подвижности заряда PMOS и NMOS и смещения вперед тела для подавления синфазного сигнала. Для анализа вклада каждого решения в отдельности OTA-A был разработан как обычный односторонний OTA на основе инвертора, чьи эквивалентные схемы подтяжки и вытягивания сделаны из прямоугольных массивов транзисторов для достижения минимально возможной площади.С другой стороны, конструкция OTA-B объединяет свойства таких прямоугольных транзисторов с улучшенным составным транзистором с независимым внутренним смещением.

Массивные клеммы двух прямоугольных массивов транзисторов, составляющих усовершенствованный составной транзистор (подтягивающая и понижающая цепи каждой ветви OTA-B), подключены к разным напряжениям. Это обеспечивает усиление усиления по напряжению на 11 дБ при напряжении питания, равном VDD=0,3 В, что эквивалентно усилению усиления по напряжению обычного составного транзистора с 2.Увеличение площади в 5 раз.

По сравнению с другими современными ОТА в аналогичных условиях эксплуатации предлагаемые ОТА имеют наибольший коэффициент усиления по напряжению по количеству каскадов усиления усилителя (39 и 51 дБ), наименьшую площадь кристалла (472 и 727 мкм) 2 ), и является одним из самых энергоэффективных (447 и 443 В −1 FoM). Усовершенствованный метод самокаскодирования, применяемый к составным транзисторам, может быть распространен на другие топологии на основе инвертора, такие как многокаскадные и полностью дифференциальные OTA.Кроме того, тот же метод может использовать способность технологии FD-SOI обеспечивать прямое смещение корпуса при более высоких напряжениях питания.

Плюсы и минусы композитных усилителей

Композитные усилители уже давно являются частью электронных печатных плат, особенно в приложениях, связанных с аудиоустройствами. Тем не менее, растет важность пересмотра и переосмысления достоинств и недостатков композитных усилителей. Разнообразные характеристики составных усилителей являются основными причинами их растущей популярности, которые имеют решающее значение в различных электронных схемах.

Некоторые производители прилагают серьезные усилия для расширения ассортимента композитных усилителей. Ключевыми особенностями этих композитных усилителей нового века являются превосходные уровни производительности и более высокая гибкость. Давайте познакомимся с термином композитные усилители.

Композитный усилитель называется комбинацией нескольких операционных усилителей, соединенных каскадом с контуром обратной связи. Эти петли обратной связи носят отрицательный характер, поэтому их также называют усилителем с вложенной обратной связью.Отрицательная обратная связь помогает уменьшить колебания выходного сигнала. Эти колебания могут возникать из-за изменений на входе или из-за внешних возмущений. Некоторые функции выхода системы подаются на вход, таким образом достигается отрицательная обратная связь.

Эксклюзивные функции:

Композитный операционный усилитель обладает такими свойствами, как более высокий коэффициент усиления, повышенная скорость нарастания и более низкие искажения. Составной операционный усилитель также называют электронной схемой, которая размещается на входе и выходе операционного усилителя.Композитный усилитель повышает общую производительность электронных схем. Таким образом, составной операционный усилитель может быть самым разным. Составной операционный усилитель способен повысить уровень производительности всей схемы с помощью отрицательной обратной связи.

Плюсы композитных усилителей

Композитный операционный усилитель сочетает в себе лучшее из обоих миров с превосходными характеристиками постоянного и переменного тока. Эти усилители имеют ряд преимуществ по сравнению с другими типами усилителей. Мы проанализировали характеристики композитных усилителей по постоянному току и пришли к нескольким выводам.Комбинация операционных усилителей дает нам наилучшие качества, обеспечивая превосходные уровни производительности по постоянному току. Например, два операционных усилителя, используемые в тандеме, где один операционный усилитель находится в контуре обратной связи, композит способен сохранять характеристики постоянного тока первого входного усилителя. Кроме того, составная структура улучшает способность управления нагрузкой электронной схемы. В то же время петля обратной связи также повышает точность постоянного тока, тем самым устраняя шум в цепи. Усилителям мощности требуются такие высокотехнологичные функции.Ожидается, что расширение использования композитных операционных усилителей в усилителях мощности будет стимулировать спрос на продукцию в ближайшие годы.

Анализ постоянного и переменного тока

Усилители мощности обычно используют контуры тепловой обратной связи, что приводит к серьезным ошибкам при работе с тяжелыми нагрузками. Эти ошибки возникают из-за самонагрева. Использование композита может устранить такие ошибки и улучшить работу схемы. Композитные усилители также обеспечивают лучшее смещение по постоянному току. Превышение нагрузки, размещенной на выходных транзисторах, не влияет на напряжение смещения.Кроме того, композит ограничивает использование потенциометра регулировки нуля, тем самым снижая излишнюю стоимость компонента. Эти компоненты обеспечивают эффективное повышение скорости нарастания. Коэффициент усиления усилителя с обратной связью умножается на скорость нарастания для достижения эффективного увеличения скорости нарастания.

Недостатки композитных усилителей

Цепь отрицательной обратной связи несколько снижает общий коэффициент усиления схемы. Это дополнительно вызывает ослабление сигнала на выходе. Кроме того, петля отрицательной обратной связи в электронных схемах может увеличить выходное сопротивление, особенно в случаях, связанных с токовым шунтом и усилителями с последовательной токовой обратной связью.

Однако в настоящее время преимущества этих усилителей перевешивают их недостатки. Усилители мощности набирают популярность как в микроволновых, так и в радиочастотных приложениях благодаря высокостабилизированному коэффициенту усиления и лучшему смещению выходного напряжения. В ближайшие годы мы станем свидетелями более широкого применения композитных усилителей.

 

Справочник по проектированию для производства

10 глав — 40 страниц — 45 минут чтения
Что внутри:
  • Кольцевые кольца: избегайте прорывов сверла
  • Переходные отверстия: оптимизируйте дизайн
  • Ширина и пространство трассировки: следуйте рекомендациям
  • Паяльная маска и трафаретная печать: самое необходимое
Загрузить сейчас

Эффекты повреждения и механизм кремниевого монолитного композитного транзистора NPN, индуцированные мощными микроволнами

1.Введение

Высокомощная микроволновая печь (МСВЧ) как форма высокой электромагнитной волны вызывает отказ или перегорание полупроводникового устройства через соединение передней и задней дверцы, [1] , тем самым влияя на нормальную работу устройства. целая система контуров. С развитием электронных информационных технологий электромагнитная среда становится все более сложной. Все большее внимание уделяется влиянию HPM на современные полупроводниковые устройства и схемные системы. [2–12]

Моделирование биполярного переходного транзистора (BJT) с инжекцией сильных электромагнитных импульсов от коллектора было смоделировано с использованием метода конечных разностей во временной области в двух измерениях, результаты показали, что место повреждения лежит между эмиттером и коллектором, где происходит лавинный пробой. [13] Характеристики переходного отклика были смоделированы с использованием программы моделирования двумерных полупроводниковых устройств Improver, чтобы получить эффект повреждения BJT при инжекции электромагнитного импульса, который показал, что пиковая температура появляется на краю эмиттер. [14] В арт. [15] построена типичная структура БЯТ n + –p–p–n + на основе кремния, обусловленная МВД, результаты моделирования показали, что наиболее уязвимая точка устройства расположена на цилиндре основания – эмиттерный переход с инжектированными с коллектора сигналами. Кроме того, устройство легче разрушить сигналами, инжектированными с базы, чем сигналами, инжектированными с коллектора. В исх. [16], импульсный сигнал HPM вводится в основание BJT, как результаты моделирования, так и экспериментальные результаты показали, что импульс индукционного напряжения, генерируемый сигналом HPM, привел к разрушению базовой области и большому количеству предохранителей. дефекты, из-за которых устройство выходит из строя.Путем численного моделирования и теоретического исследования исследовано воздействие электромагнитных импульсов (ЭМИ) на БЯТ с инжекцией базы, установлено, что горячая точка расположена на краю базы, поскольку пиковое значение электрического поля и тока плотность находится в этой точке, где концентрируется тепловыделение, а энергия, необходимая для выгорания, наименьшая по сравнению с двумя другими формами впрыска. [17] Амплитуда сигнала импульса инжекции в базе является одним из факторов, влияющих на механизм повреждения и места повреждения, [18] результаты моделирования показали, что транзистор был разрушен обратным лавинным пробоем базы –эмиттерный переход при малой амплитуде импульса, а транзистор выгорел из-за вторичного пробоя p–n–n-диода + , состоящего из базовой области, эпитаксиального слоя и подложки, при большой амплитуде импульса.Был проведен эксперимент по повреждающему эффекту кремниевого малошумящего усилителя (МШУ) с инжектированным сигналом микроволнового импульса на базовый вывод, который показал, что локальный кремниевый материал будет разрушаться и повреждаться в базовой области до тех пор, пока микроволновая мощность достаточно велика. что приводит к короткому замыканию перехода база-эмиттер и база-коллектор, что приводит к выходу из строя транзистора. [19] Используя комбинацию моделирования и экспериментальных результатов, были проведены тесты с инжектированием энергии на биполярный МШУ из Si и GaAs, результаты показали, что точка повреждения находится между базой и эмиттером T2.Между тем эксперименты с кремниевым МШУ показали, что пассивное сопротивление внутри МШУ также является уязвимым и слабым звеном при воздействии внешней энергии. [20–22]

Составной транзистор широко используется в схемах управления большой нагрузкой, схемах усилителя мощности, схемах переключения и схемах автоматического управления из-за его преимуществ, таких как большой ток, высокий коэффициент усиления, небольшой объем, высокая скорость переключения. и простая интеграция. Для улучшения коэффициента усиления и стабильности составного транзистора недавно были предложены два типа структур, которые представляют собой гибридные и монолитные структуры составного транзистора. [23–25] Однако исследователи уделяли больше внимания коэффициенту усиления и стабильности составного транзистора, чем его повреждающим эффектам, вызванным вредной электромагнитной волной, поэтому очень важно изучить влияние мощного микроволна на это устройство. . В этой статье впервые создается двумерная электротермическая модель кремниевого монолитного композитного транзистора с использованием симулятора устройства Sentaurus-TCAD. Эффект и механизм повреждения изучены при подаче сигнала HPM в коллектор (выходной порт) или базу (входной порт) устройства, а эффекты ширины микроволнового импульса приведены в конце этой статьи.Кроме того, мы даем сравнение результатов моделирования и результатов эксперимента, что подтверждает правильность работ.

2. Структура и модель2.1. Структура устройства

Структура схемы составного транзистора, используемого в нашем моделировании, показана на рис. 1. В этой статье составной транзистор использует два последовательных биполярных транзистора NPN, то есть T1 и T2 s, в соответствии с той же полярностью соединения. и тот же порог мощности. B, C и E представляют его базу, коллектор и эмиттер.База T1 (b 1 ) является базой составного транзистора, эмиттер T2 (e 2 ) является эмиттером составного транзистора, а общий коллектор T1 (c 1 ) и T2 (c 2 ) — коллектор составного транзистора. Эмиттер Т1 (e 1 ) соединен с базой Т2 (b 2 ) через металл. Ток постепенно усиливается через Т1 и Т2.

На рис. 2 показано трехмерное изображение монолитной структуры составного транзистора.— эмиттерная область T1, где метод легирования — легирование Гаусса с поверхностной концентрацией 4 × 10 19 см −3 , P 1 — базовая область T1, где режим легирования — равномерное легирование с концентрацией легирования из 2 × 10 17 см −3 . N-эпи — эпитаксиальный слой n-типа толщиной 2,4 мкм с концентрацией легирования 5 × 10 15 см −3 . N + -sub представляет собой коллекторную подложку из кремния n-типа толщиной 24 мкм с концентрацией легирования 5 · 10 19 см −3 .Термоэлектрод расположен в нижней части композитного транзистора, где температура решетки поддерживается на уровне 300 К. Верхняя поверхность и границы боковых стенок теплоизолированы от окружающей среды.

2.2. Численная модель

Чтобы исследовать последствия повреждения и механизм составного усилителя, необходимо рассчитать электрические характеристики устройства, используя симулятор устройства для итеративного решения уравнения Пуассона и уравнений непрерывности тока.Из-за высокого напряжения смещения и тока устройства при инжекции СВЧ-сигнала необходимо учитывать вклад градиента температуры в плотность тока, уравнение плотности тока электронов и дырок модифицируется следующим образом:

где μ n ( μ p ) — подвижность электрона (дырки), ϕ n ( ϕ p ) P n ( P p ) – абсолютная термоэдс электрона (дырки).

Кроме того, необходимо учитывать влияние внутренней температуры прибора на процесс генерации-рекомбинации носителей. Процесс генерации-рекомбинации носителей учитывает лавинную генерацию носителей, СРГ и оже-рекомбинацию, на которые влияет концентрация и температура легирования. Лавинная модель, названная моделью ван Оверстратена-де Мана [26] , используется для описания процесса генерации электронно-дырочной пары, а скорость генерации лавины G равна

Где ν N ( ν ( ν p ) — это электрон (отверстие) скорость дрейфа, α N ( α p ) — это электрон (отверстие) ионизации, α ( E ) и γ определяются как
где op — энергия оптического фонона, ∇ φ — квазифермиевский потенциал, а a и b — коэффициенты по умолчанию в модели.

В этой статье модель сигнала HPM эквивалентна синусоидальному сигналу, математическое выражение выглядит следующим образом:

где U 0 — амплитуда, f — частота, φ — начальная фаза. На отказ устройства указывает, когда локальная температура решетки достигает температуры плавления кремния 1688 К.3. Результаты и обсуждение

Кривая вход-выход монолитного составного транзистора представлена ​​на рис.. , а значения V CC , R b и R c установлены на 9,0 В, 8,4 МОм и 6,7 кОм соответственно.

3.1. Эффект и механизм повреждения при инжекции выходного порта

Схематическое изображение составного транзистора, работающего в состоянии усиления, показано на рис.4. Сигнал синусоидального напряжения с частотой 1 ГГц и амплитудой 20 В используется для исследования процесса повреждения при подаче непосредственно в выходной порт устройства. На рис. 5 показано изменение пиковой температуры устройства во времени от 0 нс до 10 нс. Мы видим, что вариация характеризуется трендами периодов, и устройство перегорает при продолжении подачи сигнала. Анализ основан на четвертом цикле в этой части. Очевидно, что в положительный полупериод максимальная температура снижается, а в отрицательный полупериод наблюдается тенденция сначала к ее увеличению, а затем к снижению.В целом, пиковая температура повышается в цикле.

В начале отрицательного полупериода составной транзистор находится в активном режиме работы. Когда абсолютное значение напряжения сигнала увеличивается до 1,25 В, переход база-эмиттер транзисторов T1 и T2 смещается в обратном направлении, а переход база-коллектор смещается в прямом направлении. Следует отметить, что напряженность электрического поля ( E ) перехода база-эмиттер T2 выше, чем у T1, потому что падение напряжения происходит в основном на переходе база-эмиттер T2, поэтому пиковое значение E лежит на краю перехода база-эмиттер Т2 (см.6(а)). Лавинный пробой произойдет вблизи края перехода база-эмиттер Т2, когда E достигнет 3,0 × 10 5 В/см, что приведет к увеличению обратного тока смещения и его протеканию на подложку транзистора Т2 через n– n + слой. Из рис. 6(b) видно, что внутри устройства имеются две пиковые плотности тока ( Дж ), одна вблизи края перехода база-эмиттер T2, а другая на уровне n–n + слой Т2, причем последний больше первого.Накопление тепла, вызванное рассеянием мощности, вызывает повышение температуры устройства, а удельная мощность является выражением E и J . Судя по диссипации E и J в отрицательном полупериоде, точка диссипации основной мощности находится вблизи края перехода база-эмиттер T2, что приводит к появлению пика температуры и там (см. рис. 6(с)). При t = 3,88 нс локальная температура прибора достигает наибольшего значения до 566 К.Затем напряжение обратного смещения на переходе база-эмиттер Т2 уменьшается с уменьшением абсолютной величины напряжения инжектируемого сигнала, что приводит к тому, что пиковая температура прибора в этот период начинает снижаться.

В начале положительного полупериода переход база-эмиттер Т1 и Т2 смещен в прямом направлении, а переход база-коллектор — в обратном, что означает, что составной транзистор находится в активном режиме работы . Распределение E показано на рис.7(а). При увеличении напряжения приложенного сигнала область пространственного заряда перехода база-коллектор Т2 будет простираться до границы эпитаксиального слоя и низкоомной подложки n + , так как концентрация легирования в базовой области выше, чем области коллектора (см. рис. 7(б) и рис. 7(в)).

Пик электрического поля приходится на границу раздела n–n + из-за эффекта модуляции пространственного заряда. Лавинный срыв происходит, когда E достигает 3.0 × 10 5 В/см на слое n–n + эмиттерный ток Т2 течет на коллекторную подложку через эпитаксиальный слой, при этом максимальная плотность тока расположена на краю перехода база–эмиттер слоя T2 и n–n + (см. рис. 8(а)), в частности, последний меньше первого. Джоулево тепло, выделяемое при потреблении мощности, сосредоточено в основном в слое n–n + в положительном полупериоде, а накопление тепла на переходе база–эмиттер Т2 в это время уменьшается.Однако значения E и J в положительном полупериоде составляют около 2,2 × 10 5 В/см и 2,6 × 10 6 А/см 2 соответственно, а 4,5 × 10 5 В/см и 1 × 10 7 А/см 2 в отрицательном полупериоде, что приводит к тому, что температура на переходе база-эмиттер T2 все еще выше, чем температура на n-n Интерфейс + в положительном полупериоде (см. рис. 8(б)).

Из предыдущего анализа можно сделать вывод, что пиковая температура составного транзистора снижается в положительном полупериоде, а повышение температуры устройства происходит в отрицательном полупериоде.При сохранении напряжения сигнала максимальные изменения температуры имеют периодический тренд «уменьшение-увеличение» до тех пор, пока температура в месте повреждения не достигнет температуры плавления кремния.

3.2. Эффект и механизм повреждения при инжекции входного порта

В этом разделе исследуется процесс повреждения при подаче синусоидального сигнала напряжения с амплитудой 15 В непосредственно на входной порт устройства. Схема моделирования представлена ​​на рис. 9. Следующий анализ основан на зависимости между пиковой температурой и временем моделирования в третьем цикле.

В положительный полупериод, с увеличением амплитуды сигнала, оба перехода B–E транзисторов T1 и T2 смещены в прямом направлении, что приводит к протеканию прямого тока через эти два pn-перехода, и ток растет экспоненциально. В частности, ток концентрируется на краю р-п-перехода и величина тока велика (10 7 А/см 2 ). На изменение температуры внутри устройства в основном влияет плотность тока при инжекции входного порта, кроме того, учитывая влияние защитных сопротивлений на Т1, плотность тока перехода Б-Э Т2 больше, чем у Т1 (см. рис. .10(а)), что приводит к пиковой температуре устройства, возникающей между базой и эмиттером Т2. В отрицательный полупериод оба перехода B–E Т1 и Т2 смещены в обратном направлении, существует большой обратный ток (10 6 А/см 2 ) на краю перехода B–E T1 и T2, когда амплитуда обратного напряжения достаточно велика (см. рис. 10(б)), поэтому пиковая температура также увеличивается в отрицательный полупериод.

Как показано на рис. 11, пиковая температура увеличивается на 404.5 К в положительном полупериоде и всего 68,0 К в отрицательном полупериоде. Это связано с тем, что плотность тока в положительном полупериоде больше, чем в отрицательном полупериоде.

На рис. 12 показано распределение температуры внутри устройства во время горения с вводным впрыском. Из рисунка видно, что есть только одна точка повреждения, которая находится между базой и эмиттером T2. Проведены эксперименты по инжекции энергии в кремниевые биполярные малошумящие усилители (МШУ) путем подачи импульсно-модулированного сигнала на входы МШУ. [20] Результаты эксперимента показывают, что место повреждения находится между базой и эмиттером Т2 (см. рис. 13). Таким образом, мы заключаем, что результаты моделирования в этой статье согласуются с результатами эксперимента, и модель монолитного композитного транзистора может быть использована для анализа эффектов повреждения, вызванных мощной микроволновой скважиной.

3.3. Эффекты длительности импульса при вводе МВД

Для обеспечения хорошего прогноза повреждения полупроводниковых устройств и направляющей значимости для разрушения МВД, зависимость порога мощности повреждения, P , и порога энергии повреждения, E , от импульса -ширины под выходной и входной впрыск получаются.В данной работе ширина импульса ( τ ) определяется как длительность инжектируемого сигнала до того, как устройство сгорит, а порог мощности повреждения и порог энергии повреждения как средняя мощность и полная поглощенная энергия, соответственно.

Варианты P и E с τ при инжекции выходного порта показаны на рис. Энергетический порог урона увеличивается.Длительность импульса в зависимости от порога мощности повреждения и порога энергии повреждения подчиняются следующим формулам:

коэффициенты корреляции уравнения. (7) и уравнение (8) составляют 0,98 и 0,97 соответственно, что показывает высокую степень между длительностью импульса и порогом мощности повреждения и порогом энергии повреждения соответственно.

На рис.15. С помощью программного обеспечения для подбора кривой получаются следующие два выражения:

коэффициенты корреляции уравнения. (9) и уравнение (10) равны 0,97 и 0,98 соответственно. Полученные формулы соответствуют эмпирической формуле для короткого электромагнитного импульса из экспериментальных результатов Вунша, Белла и Таски. [27,28]

Сравнивая рис. 14 с рис. 15, можно сделать вывод, что для разрушения устройства необходимы меньшие значения мощности повреждения и энергии разрушения при входном впрыске, чем при выходном впрыске для смешанная ширина импульса.Другими словами, входная инъекция с большей вероятностью повредит устройство, чем выходная. Вывод, сделанный в этой статье, согласуется с предыдущей работой. [15,17] Таким образом, пороговые уравнения мощности и энергии, полученные в этой статье, могут очень хорошо предсказать повреждение составного транзистора.

4. Заключение

В этой статье сначала создается двумерная модель кремниевой монолитной композитной транзисторной структуры NPN с использованием симулятора полупроводниковых устройств.Детальное исследование процесса и механизма повреждения, вызванного HPM, проводится путем анализа распределения электрического поля, плотности тока и температуры устройства. Анализ показывает, что процессы подъема температуры возникают в отрицательном полупериоде, так как пик электрического поля и максимальная плотность тока лежат на краю перехода B–E Т2 при инжекции МВД из выходного порта, а температура снижается. в положительный полупериод. Под выходной инжекцией имеется только одна горячая точка, расположенная вблизи края перехода B–E Т2, а при инжекции из входного порта точка повреждения существует между базой и эмиттером Т2.По сравнению с инъекцией выходного порта инъекция входного порта легче разрушить устройство. Применяя подгоночное программное обеспечение, получают зависимость энергии повреждения E и мощности повреждения P от длительности импульса соответственно. Формулы подгонки показывают, что порог энергии повреждения увеличивается, а порог мощности падает с увеличением длительности импульса. Кроме того, результаты моделирования в этой статье хорошо совпадают с результатами эксперимента.Выводы, сделанные в этой статье, полезны для исследования механизма и защиты от повреждения мощных микроволновых полупроводниковых устройств и схем.

Гибкие низковольтные бумажные транзисторы, использующие композиты ионного геля/целлюлозного волокна

  • A.W. Мартинес, С.Т. Филлипс, Э. Каррильо, С.В. Томас, III, Х. Синди и Г.М. Whitesides : Простая телемедицина для развивающихся регионов: телефоны с камерами и бумажные микрожидкостные устройства для дистанционной диагностики в режиме реального времени. Анал. хим. 80 , 3699–3707 (2008).

    КАС Статья Google ученый

  • А.В. Мартинес, С.Т. Филлипс, Г.М. Whitesides и E. Carrilho : Диагностика для развивающихся стран: микрожидкостные аналитические устройства на бумажной основе. Анал. хим. 82 , 3–10 (2009).

    Артикул Google ученый

  • Н.Р. Поллок, Дж. П. Ролланд, С. Кумар, П.Д. Битти, С. Джейн, Ф. Нубари, В.Л. Вонг, Р.А. Полманн, У.С. Райан и Г.М. Whitesides : Мультиплексный тест на трансаминазы на бумажной основе для недорогого тестирования функции печени по месту оказания медицинской помощи. науч. Перевод Мед. 4 , 152ra129 (2012).

    Артикул Google ученый

  • Л. Ян, Р. Чжан, Д. Стайкулеску, К. Вонг и М.М. Tenzeris : новый конформный модуль с поддержкой RFID, в котором используются антенны, напечатанные с помощью струйной печати, и углеродные нанотрубки для приложений по обнаружению газа. Проводные антенны IEEE. Пропаг. лат. 8 , 653–656 (2009).

    Артикул Google ученый

  • П. Андерссон, Д. Нильссон, П.О. Свенссон, М. Чен, А. Мальмстрем, Т. Ремонен, Т. Куглер и М. Берггрен : Дисплеи с активной матрицей на основе полностью органических электрохимических интеллектуальных пикселей, напечатанных на бумаге. Доп. Матер. 14 , 1460–1464 (2002).

    КАС Статья Google ученый

  • У.Зшишанг, Т. Ямамото, К. Такимия, Х. Кувабара, М. Икеда, Т. Секитани, Т. Сомейя и Х. Клаук : Органическая электроника на банкнотах. Доп. Матер. 23 , 654–658 (2011).

    КАС Статья Google ученый

  • В. Лим, Э.А. Дуглас, Д.П. Нортон, С.Дж. Пиртон, Ф. Рен, Ю.В. Хео, С.Ю. Сын и Дж.Х. Yuh : Низковольтные тонкопленочные транзисторы из оксида индия-галлия-цинка на бумажной подложке. Заяв. физ. лат. 96 , 053510 (2010).

    Артикул Google ученый

  • Л. Джаббур, Р. Бонджованни, Д. Чаусси, К. Гербальди и Д. Беневенти : Литий-ионные аккумуляторы на основе целлюлозы: обзор. Целлюлоза 20 , 1523–1545 (2013).

    КАС Статья Google ученый

  • Л. Ян, А. Рида, Р.Вьяс и М.М. Tenzeris : RFID-метка и RF-структуры на бумажной основе с использованием технологии струйной печати. IEEE Trans. Теория микроволнового излучения. 55 , 2894–2901 (2007).

    Артикул Google ученый

  • Р. Вьяс, В. Лакафосис, А. Рида, Н. Чайсилваттана, С. Трэвис, Дж. Пэн и М.М. Tenzeris : бумажные беспроводные платформы с поддержкой RFID для сенсорных приложений. IEEE Trans. Теория микроволнового излучения. 57 , 1370–1382 (2009).

    КАС Статья Google ученый

  • В. Лакафосис, А. Рида, Р. Вьяс, Л. Янг, С. Николау и М.М. Tenzeris : прогресс в создании первых сетей беспроводных датчиков, состоящих из напечатанных на бумаге сенсорных меток с поддержкой RFID, напечатанных на струйной печати. Проц. IEEE 98 , 1601–1609 (2010).

    Артикул Google ученый

  • Э.В. Нери и Л.Т. Kubota : Подходы к зондированию на бумажных устройствах: обзор. Анал. Биоанал. хим. 405 , 7573–7595 (2013).

    КАС Статья Google ученый

  • Д.Х. Ким, Ю.С. Ким, Дж. Ву, З. Лю, Дж. Сонг, Х.С. Ким, Ю.Ю. Хуанг, К.С. Хван и Дж.А. Rogers : Ультратонкие кремниевые схемы со слоями изоляции от натяжения и сетчатой ​​компоновкой для высокопроизводительной электроники на ткани, виниле, коже и бумаге. Доп. Матер. 21 , 3703–3707 (2009).

    КАС Статья Google ученый

  • Р. Мартинс, А. Натан, Р. Баррос, Л. Перейра, П. Баркинья, Н. Коррейя, Р. Коста, А. Ахнуд, И. Феррейра и Э. Фортунато : Дополнительный оксид металла полупроводниковая техника с бумагой и на бумаге. Доп. Матер. 23 , 4491–4496 (2011).

    КАС Статья Google ученый

  • Дж.Ю. Ким, С.Х. Пак, Т. Чжон, М.Дж. Бэ, С. Сонг, Дж. Ли, И.Т. Хан, Д. Юнг и С. Ю. : Бумага в качестве подложки для электролюминесцентных устройств на основе неорганического порошка. IEEE Trans. Электронные устройства 57 , 1470–1474 (2010).

    КАС Статья Google ученый

  • Л. Ху, Дж.В. Choi, Y. Yang, S. Jeong, F. La Mantia, LF Cui и Y. Cui : Бумага с высокой проводимостью для устройств накопления энергии. Проц.Натл. акад. науч. 106 , 21490–21494 (2009).

    КАС Статья Google ученый

  • Х. Шин, Дж. Ро, Дж. Сонг, Х. Ро, К.М. Канг, Т. Ли, Г. Пак, К. Ан, Дж.Ю. Ким, Х. Ким и Дж. Квак : Высокостабильные органические транзисторы на бумаге, созданные с помощью простого и универсального метода планаризации поверхности. Доп. Матер. Интерфейсы 6 , 1801731 (2019 г.).

    Артикул Google ученый

  • Г.Грау, Э.Дж. Фрейзер и В. Субраманиан : Напечатанные беспилотные летательные аппараты с использованием электроактивных полимерных приводов на бумажной основе и гелевых транзисторов с органическими ионами. Микросист. Наноенг. 2 , 16032 (2016).

    КАС Статья Google ученый

  • E. Fortunato, N. Correia, P. Barquinha, L. Pereira, G. Goncalves и R. Martins : Высокоэффективные гибкие гибридные полевые транзисторы на основе бумаги из целлюлозного волокна. IEEE Electron Device Lett. 29 , 988–990 (2008).

    Артикул Google ученый

  • Р. Мартинс, П. Баркинья, Л. Перейра, Н. Коррейя, Г. Гонсалвеш, И. Феррейра и Э. Фортунато : Бумажный транзистор памяти для записи-стирания и чтения. Заяв. физ. лат. 93 , 203501 (2008 г.).

    Артикул Google ученый

  • Вт.Лим, Э.А. Дуглас, С.Х. Ким, Д.П. Нортон, С.Дж. Пиртон, Ф. Рен, Х. Шен и У.Х. Chang : Высокомобильные тонкопленочные транзисторы InGaZnO 4 на бумаге. Заяв. физ. лат. 94 , 072103 (2009).

    Артикул Google ученый

  • М.Л. Гамак, А. Чортос, Б.К.К. Ти, Дж.Б.Х. Ток и З. Бао : Статья, посвященная 25-летию: Эволюция электронной кожи (электронная кожа): краткая история, соображения дизайна и недавний прогресс. Доп. Матер. 25 , 5997–6038 (2013).

    КАС Статья Google ученый

  • Дж.Х. Чо, Дж. Ли, Ю. Ся, Б. Ким, Ю. Хе, М. Дж. Ренн, Т.П. Лодж и К.Д. Frisbie : ионно-гелевые диэлектрики затвора для печати низковольтных полимерных тонкопленочных транзисторов на пластике. Нац. Матер. 7 , 900 (2008 г.).

    КАС Статья Google ученый

  • К.Х. Ли, М.С. Кан, С. Чжан, Ю. Гу, Т.П. Лодж и К.Д. Frisbie : эластичные ионные гели «вырезать и приклеивать» в качестве диэлектриков затвора с высокой емкостью. Доп. Матер. 24 , 4457–4462 (2012).

    КАС Статья Google ученый

  • Y. Gao, Y. Zhang, X. Wang, K. Sim, J. Liu, J. Chen, X. Feng, H. Xu и C. Yu. науч. Доп. 3 , e1701222 (2017).

    Артикул Google ученый

  • С.Д. Браттон : Введение в тонкопленочные транзисторы: физика и технология TFT (Springer Science & Business Media, Швейцария, 2013 г.).

    Книга Google ученый

  • Дж.С. Ли, С. Чанг, С.М. Ку и С.Ю. Lee : Высокопроизводительный a-IGZO TFT с диэлектриком затвора ZrO 2 , изготовленный при комнатной температуре. IEEE Electron Device Lett. 31 , 225–227 (2010).

    КАС Статья Google ученый

  • Х. Ябута, М. Сано, К. Абэ, Т. Айба, Т. Ден, Х. Кумоми, К. Номура, Т. Камия и Х. Хосоно : Высокомобильный тонкопленочный транзистор с аморфным каналом InGaZnO 4 , изготовленным ВЧ-магнетронным напылением при комнатной температуре. Заяв. физ. лат. 89 , 112123 (2006 г.).

    Артикул Google ученый

  • Т.К. Хуанг, К. Фукуда, К.М. Ло, Ю.Х. Йе, Т. Секитани, Т. Сомея и К.Т. Cheng : Псевдо-CMOS: дизайн недорогой и надежной гибкой электроники. IEEE Trans. Электронные устройства 58 , 141–150 (2011).

    КАС Статья Google ученый

  • T. Someya, T. Sekitani, S. Iba, Y. Kato, H. Kawaguchi и T. Sakurai : гибкая матрица датчика давления большой площади с органическими полевыми транзисторами для искусственных кожных покровов. . Проц. Натл. акад. науч. США 101 , 9966–9970 (2004).

    КАС Статья Google ученый

  • К. Сим, З. Рао, Х. Дж. Ким, А. Тукрал, Х. Шим и К. Ю : Полностью резиновая интегрированная электроника из высокоэффективных подвижных внутренне растяжимых полупроводников. науч. Доп. 5 , eaav5749 (2019).

    Артикул Google ученый

  • Бинарные полимерные композиционные диэлектрики для гибких низковольтных органических полевых транзисторов

    https://doi.org/10.1016/j.orgel.2017.11.039Получить права и содержание

    Основные моменты

    Полимерные композиты ПММА и ПАК разработаны в качестве диэлектриков затвора для OFET.

    Введение ПАК приводит к увеличению относительной диэлектрической проницаемости диэлектрических слоев.

    ОПТ на основе бинарных диэлектриков ПММА:ПАА обеспечивают низкое рабочее напряжение −5 В.

    Abstract

    Изолирующие полимеры были признаны перспективным классом диэлектриков под затвором для органических полевых транзисторов (OFET). Однако относительная диэлектрическая проницаемость большинства однополимерных диэлектриков достаточно фиксирована и слишком мала, чтобы обеспечить низкое рабочее напряжение OFET. Для гибких низковольтных OFET очень желательны полимерные композиты с регулируемой диэлектрической проницаемостью. Здесь разработан новый тип бинарных полимерных композитных диэлектриков путем включения небольшого количества полиакриловой кислоты (ПАА) в полиметилметакрилат (ПММА) для снижения рабочего напряжения и повышения производительности устройства.Полученные диэлектрические слои обеспечивают перестраиваемую относительную диэлектрическую проницаемость от 3,32 до 4,28 при увеличении содержания ПАА в композите. В результате гибкие полевые транзисторы с использованием диэлектриков ПММА:ПАА демонстрируют значительно улучшенную подвижность и сниженное пороговое напряжение при низком рабочем напряжении ниже −5 В. подвижность может сохранять 95% своего исходного значения в течение 5000 циклов при радиусе изгиба 5 мм.Настраиваемые диэлектрические свойства и высокая надежность этих новых диэлектриков делают их многообещающими кандидатами для низковольтных гибких OFET с низким энергопотреблением.

    Ключевые слова

    Гибкая электроника

    Транзисторы

    Диэлектрики

    Полимерные композиты

    Низковольтные

    Рекомендуемые статьиСсылки на статьи (0)

    Посмотреть полный текст

    ©

    Рекомендуемые статьи

    Ссылки на статьи

    Произошла ошибка при настройке пользовательского файла cookie

    Этот сайт использует файлы cookie для повышения производительности.Если ваш браузер не принимает файлы cookie, вы не можете просматривать этот сайт.


    Настройка браузера на прием файлов cookie

    Существует множество причин, по которым файл cookie не может быть установлен правильно. Ниже приведены наиболее распространенные причины:

    • В вашем браузере отключены файлы cookie. Вам необходимо сбросить настройки браузера, чтобы принять файлы cookie, или спросить вас, хотите ли вы принимать файлы cookie.
    • Ваш браузер спрашивает, хотите ли вы принимать файлы cookie, и вы отказались.Чтобы принять файлы cookie с этого сайта, используйте кнопку «Назад» и примите файл cookie.
    • Ваш браузер не поддерживает файлы cookie. Попробуйте другой браузер, если вы подозреваете это.
    • Дата на вашем компьютере в прошлом. Если часы вашего компьютера показывают дату до 1 января 1970 г., браузер автоматически забудет файл cookie. Чтобы это исправить, установите правильное время и дату на своем компьютере.
    • Вы установили приложение, которое отслеживает или блокирует установку файлов cookie.Вы должны отключить приложение при входе в систему или проконсультироваться с системным администратором.

    Почему этому сайту требуются файлы cookie?

    Этот сайт использует файлы cookie для повышения производительности, запоминая, что вы вошли в систему, когда переходите со страницы на страницу. Предоставить доступ без файлов cookie потребует от сайта создания нового сеанса для каждой посещаемой вами страницы, что замедляет работу системы до неприемлемого уровня.


    Что сохраняется в файле cookie?

    Этот сайт не хранит ничего, кроме автоматически сгенерированного идентификатора сеанса в файле cookie; никакая другая информация не фиксируется.

    Как правило, в файле cookie может храниться только та информация, которую вы предоставляете, или выбор, который вы делаете при посещении веб-сайта. Например, сайт не может определить ваше имя электронной почты, если вы не решите ввести его.

    alexxlab

    Добавить комментарий

    Ваш адрес email не будет опубликован.