Site Loader

Содержание

Руководство по использованию операционных усилителей | hardware

В этой статье опубликовано руководство по использованию операционных усилителей (ОУ), перевод апноута [1] от Texas Instruments. Приведенные здесь схемы показывают универсальность ОУ для различных полезных приложений. В каждой секции дана дополнительная информация о часто встречающихся ошибках в применении ОУ.

Общая польза от ОУ вытекает из того, что его поведение как усилителя обеспечивается характеристиками отрицательной (или положительной, что бывает реже) обратной связи с выхода на вход. При этом свойства такого усилителя могут быть известны заранее и описаны математически. Чтобы опеспечить максимальное соответствие заданной характеристике, ОУ должен обладать бесконечным входным сопротивлением, нулевым выходным сопротивлением, бесконечным коэффициентом усиления при разомкнутой петле обратной связи. К сожалению, цена таких ОУ также будет стремиться к бесконечности. Однако интенсивные разработки в области схемотехники интегральных ОУ привели к тому, их характеристики достаточно хорошо приблизились к идеальным при приемлемой конечной стоимости.

Цены на лучшие современные ОУ стали сравнимы с ценами на транзисторы пятилетней давности.

Приложения для ОУ в этой статье приведены в порядке возрастания сложностей, в 5 категориях: простой усилитель, операционный усилитель, преобразующий усилитель, активные фильтры и генераторы, источники питания. Интегральные ОУ, показанные на схемах, чаще всего имеют встроенную частотную компенсацию, так что компоненты стабилизации устойчивой работы не показаны. Однако определенные виды ОУ могут использоваться в некоторых схемах для достижения большей рабочей скорости, что будет показано в тексте. Определения параметров усилителя приведены в Приложении.

[Инвертирующий усилитель]

Рис. 1. Инвертирующий усилитель на ОУ.

       R2
VOUT = — · VIN
       R1

R3 = R1 || R2

Коэффициент усиления схемы, показанной на рис. 1, зависит от соотношения R2/R1 в цепочке обратной связи ОУ. Входное сопротивление схему равно R1. Полоса пропускания равна частоте единичного усиления, поделенной на единицу плюс коэффициент усиления при замкнутом контуре обратной связи.

fср,ОС = fср,безОС · (1 + АНЧ · β)

Здесь:

fср,ОС частота среза с обратной связью
fср,безОС частота среза без обратной связи
АНЧ коэффициент усиления на низкой частоте без обратной связи
β коэффициент обратной связи

Единственное замечание, которое надо учитывать — сопротивление R3 должно быть выбрано равным сопротивлению параллельно соединенных R1 и R2. Это необходимо для минимизации ошибки напряжения смещения из-за входных токов ОУ. Напряжение смещения на выходе будет равно коэффициенту усиления при замкнутой обратной связи, умноженному на разницу напряжений между входами ОУ (разница вызвана разницей входных токов ОУ).

Напряжение смещения на входе ОУ состоит из двух компонентов, эти компоненты идентифицируются параметрами ОУ: входное напряжение смещения и входной ток смещения. Входное напряжение смещение фиксировано для определенного экземпляра ОУ, но составляющая смещения, вызванная входными токами ОУ, зависит от используемой схемы включения. Для обеспечения минимального напряжения смещения усилителя без схемы корректировки смещения, сопротивление источника сигнала по обоим входам ОУ должно быть одинаковым. В этом случае максимальное напряжение смещения будет алгебраической суммой входного напряжения смещения усилителя и падения напряжения на сопротивлении источника сигнала из-за тока смещения. Напряжение смещения усилителя является определяющим фактором ошибки смещения для низких сопротивлений источника сигнала, а ток смещения является определяющим фактором ошибки смещения при высоких сопротивлениях источника сигнала.

При условиях применения, когда сопротивление источника сигнала большое, напряжение смещения на выходе усилителя может быть подстроено значением R3 и использованием изменения падения напряжения на R3 в качестве подстройки напряжения смещения по входу.

Смещение на выходе ОУ не имеет значения в приложениях, где нет прохождения постоянной составляющей (усиливается только составляющая AC). В этом случае нужно только учесть, что смещение на выходе не уменьшит максимально возможный размах уровня от пика до пика на выходе усилителя.

Частотная характеристика усиления и цепочка обратной связи должны обеспечивать устойчивость усилителя (отсутствие самовозбуждения). Чтобы обеспечить это условие, сдвиг фазы через усилитель и цепочку обратной связи никогда не должен превышать 180° для любой частоты, при которой коэффициент усиления ОУ и его цепи обратной связи больше единицы. на практике фазовый сдвиг не должен приближаться к 180°, поскольку это будет ситуация условной стабильности. Очевидно, что самый критический случай возникает, когда ослабление цепочки обратной связи равно нулю.

Усилители, не имеющие внутренней компенсации АЧХ, могут использоваться для достижения повышенных рабочих параметров в схемах, где используется высокое ослабление в цепи обратной связи. Например, LM101 может работать с единичным коэффициентом усиления по схеме инвертирующего усилителя с компенсирующим конденсатором 15 пФ, поскольку у цепочка обратной связи имеет ослабление 6 dB, в то время как в не инвертирующем включении требуется емкость 30 пФ, где цепочка обратной связи имеет нулевое ослабление. Поскольку скорость изменения сигнала на выходе усилителя зависит от компенсации, скорость LM101 в инвертирующем включении будет в 2 раза выше, чем в неинвертирующем включении, и усиление с инверсией на 10 каскадах в даст скорость в 11 раз большую, чем 10 каскадов с неинвертирующим включением на единичном усилении. Обычно находят допустимый компромисс между стабильностью и полосой пропускания — чем больше емкость компенсации, тем выше стабильность, но уже полоса пропускания, и наоборот.

Описанные здесь напряжение смещения, ток смещения и стабильность относятся к большинству случаев применения ОУ, и поэтому к этим факторам мы будем возвращаться в последующих секциях.

[Не инвертирующий усилитель]

Рис. 2. Не инвертирующий усилитель на ОУ.

        R1 + R2
VOUT = ——— · VIN
          R1

R1 || R2 = RSOURCE для минимальной ошибки смещения из-за входного тока.

Рис. 2 показывает не инвертирующую схему, обладающую высоким входным сопротивлением. Эта схема дает усиление, равное соотношению суммы R1 и R2 к R1, и полосу пропускания 3 dB с обратной связью, равной частоте единичного усиления, поделенной на усиление с обратной связью.

Главное отличие между этой схемой и схемой инвертирующего усилителя в том, что сигнал на выходе не инвертирован, и входное сопротивление очень высокое, и равно дифференциальному входному импедансу, умноженному на усиление цепи обратной связи (соотношению усиления без обратной связи и усиления с обратной связью). В приложениях, где необходимо усиливать постоянную составляющую, входное сопротивление обычно не имеет значение, поскольку входной ток и его напряжение падает на сопротивлении источника сигнала.

Замечания по использованию те же самые, что и для инвертирующего усилителя, с одним исключением. Выход усилителя перейдет в насыщение, если вход оставить не подключенным. Это может быть важно, если усилитель должен переключаться от одного источника сигнала к другому. Компромисс компенсации, который обсуждался для инвертирующего усилителя, также действителен и для этого включения ОУ.

[Буфер с единичным усилением]

Рис. 3. Буферный каскад с коэффициентом передачи 1.

VOUT = VIN

R1 = RSOURCE для минимальной ошибки смещения из-за входного тока

У этой схемы самое большое входное сопротивление по сравнению с любой схемой на ОУ. Входное сопротивление равно дифференциальному входному, умноженному на коэффициент усиления без обратной связи, параллельно с входным сопротивлением не дифференциального режима. Ошибка усиления этой схемы равна обратной величине коэффициента усиления без обратной связи или подавления синфазного сигнала, в зависимости от того, что меньше.

Входной импеданс — вводящая в заблуждение концепция в буфере с единичным усилением при работе на постоянном токе (DC). Ток смещения для усилителя будет подаваться через сопротивление источника сигнала, и будет вызывать ошибку на входе усилителя из-за падения напряжения на сопротивлении источника сигнала. Поскольку тут как раз такой случай, то для буфера с единичным усилением при работе с источником сигнала с высоким сопротивлением должен быть выбран ОУ с низким смещением, такой как Lh2026.

При работе с такими схемами следует иметь в виду 3 момента: для стабильности усилитель должен иметь компенсацию АЧХ при работе с единичным усилением, диапазон изменения сигнала на выходе может быть ограничен диапазоном недифференциального напряжения на входах, и некоторые ОУ склонны к состоянию защелкивания, когда превышен допустимый уровень синфазного напряжения на входах. ОУ LM107 может без всяких подобных проблем работать как буфер с единичным усилением; или если нужна повышенная скорость, может быть выбран LM102.

[Суммирующий усилитель]

Рис. 4. Суммирующий усилитель на ОУ.

VOUT = — R4 · (V1/R1 + V2/R2 + V3/R3)

R5 = R1 || R2 || R3 || R4 для минимальной ошибки смещения из-за входного тока.

На рис. 4 показан частный случай инвертирующего усилителя — суммирующий усилитель. На его выходе получается инвертированная сумма всех входных сигналов. Усиление по каждому входу этой схемы равно отношению соответствующего входного резистора (R1, R2 или R3) и R4. Полоса пропускания усилителя может быть вычислена так же, как и для инвертирующего усилителя по схеме рис. 1, при этом входным резистором нужно считать сопротивление параллельно включенных R1, R2 и R3. Соображения по проектированию те же, что и для инвертирующего усилителя. Если используется не скомпенсированный усилитель, то компенсация вычисляется на основе полосы пропускания, как обсуждалось выше в секции инвертирующего усилителя.

Достоинство этой схемы в том, что при суммировании входные сигналы не влияют друг на друга, и такие операции, как суммирование и взвешенное усреднение, реализуются очень легко.

[Усилитель разности]

Рис. 5. Разностный усилитель на ОУ.

        R1 + R2      R4         R2
VOUT = (———) · —- · V2 — — · V1
        R3 + R4      R1         R1

Для R1=R3 и R2=R4:

       R2
VOUT = — · (V2 — V1)
       R1

R1 || R2 = R3 || R4 для минимальной ошибки смещения из-за входного тока.

Разностный усилитель (рис. 5) является дополнением суммирующего усилителя, и позволяет вычитать друг из друга 2 сигнала или, как частный случай, подавлять сигнал, общий для двух входов. Эта схема полезна в качестве вычислительного усилителя при осуществлении дифференциального преобразования в не дифференциальное, или чтобы вырезать не дифференциальный сигнал.

Полоса пропускания вычисляется аналогично инвертирующему усилителю, однако входное сопротивление несколько сложнее. Входной импеданс для двух входов не обязательно одинаковый; сопротивление инвертирующего входа такое же, как для инвертирующего усилителя на рис. 1 (равно R1) и сопротивление не инвертирующего входа равно сумме сопротивлений R3 и R4. Коэффициент усиления для любого входа равен соотношению R1 и R2 для специального случая схемы, когда R1 = R3 и R2 = R4. Компенсация должна быть выбрана согласно необходимой полосе пропускания усилителя.

Для применения этой схемы следует соблюдать осторожность, поскольку входные импедансы не равны для обеспечения минимальной ошибки смещения из-за входного тока.

[Дифференциатор]

Рис. 6. Дифференциатор на ОУ.

               d
VOUT = — R1C1 —- (VIN)
               dt

R1 = R2 для минимальной ошибки смещения из-за входного тока.

Дифференциатор показан на рис. 6 и, как гласит его имя, он используется для математической операции дифференцирования. Показанная схема не является практической, потому что она является истинным дифференциатором и чрезвычайно восприимчива к высокочастотному шуму, поскольку усиление по переменному току (AC) возрастает со скоростью 6 dB на октаву. Кроме того, цепочка обратной связи дифференциатора R1C1, работает для входа как RC-фильтр низкой частоты, который вносит в контур обратной связи сдвиг фазы 90°, и может вызывать проблемы стабильности даже с усилителем, который скомпенсирован для единичного усиления. Практическая схема дифференциатора показана на рис. 7.

Рис. 7. Практическая реализация дифференциатора на ОУ.

fc = 1 / (2PI·R2·C1)

fh = 1 / (2PI·R1·C1) = 1 / (2PI·R2·C2)

fc < fn < fu

Здесь fc средняя частота полосы пропускания, fh верхняя частота полосы пропускания, fu частота единичного усиления.

Проблемы стабильности и шума на схеме 7 скорректированы добавлением двух компонентов R1 и C2. Они формируют высокочастотный откат 6 dB на октаву в цепи обратной связи, и R1C1 формируют 6 dB на октаву откат в цепи обратной связи. Это дает общее снижение чувствительности по высоким частотам 12 dB на октаву и снижает шум усилителя. Дополнительно R1C1 и R2C2 формируют такую цепь обратной связи, которая, если работа идет на частоте ниже единичного коэффициента усиления, предоставляют опережение фазы 90° для компенсации запаздывания фазы 90° цепочки R2C1, что предотвращает нестабильность обратной связи. График коэффициента усиления в зависимости от частоты показан на рис. 8.

Рис. 8. АЧХ дифференциатора по схеме рис. 7.

[Интегратор]

Рис. 9. Интегратор на ОУ.

         1   t2
VOUT = ——∫   VIN dt
       R1C1  t1

fc = 1 / (2PI·R1·C1)

R1 = R2 для минимальной ошибки смещения из-за входного тока.

Схема на рис. 9 выполняет математическую операцию интегрирования. Эта схема в сущности является ФНЧ с АЧХ крутизной 6 dB на октаву. График амплитудно-частотной характеристики показан на рис. 10.

Рис. 10. АЧХ интегратора.

Схема интегратора должна быть снабжена внешним способом установки начальных условий, что показано на рис. 9 как переключатель S1. Когда S1 находится в позиции 1, ОУ сконфигурирован как усилитель с единичным коэффициентом усиления, и конденсатор C1 разряжен, что устанавливает начальное условие в ноль вольт. Когда S1 в положении 2, ОУ сконфигурирован как интегратор, и его выход будет меняться в соответствии с постоянной времени интеграла от входного напряжения.

В разработке для этой схемы есть два замечания: усилитель должен быть скомпенсирован для единичного усиления, и R2 должен быть равен R1, чтобы обеспечить условие минимальной ошибки смещения из-за входного тока ОУ.

[ФНЧ]

Рис. 11. Фильтр низкой частоты на ОУ.

fL = 1 / (2PI·R1·C1)

fc = 1 / (2PI·R3·C1)

AL = R3/R1

Здесь fc частота среза, fL частота полосы пропускания, AL усиление в полосе пропускания.

Схема простого ФНЧ показана на рис. 11. У этой схемы спад характеристик составляет 6 dB на октаву после точки снижения на 3 dB, определяемой частотой среза fc. Усиление на частотах ниже fc определяется соотношением резисторов R3 и R1. Схему можно считать AC-интегратором для частот выше fc; однако отклик в домене времени является откликом одиночной RC-цепочки, а не интегралом. График зависимости усиления от частоты, показанный на рис. 12, показывает разницу между ФНЧ и интегратором.

Рис. 12. АЧХ фильтра низкой частоты на ОУ.

R2 должен быть выбран равным комбинации параллельно включенных R1 и R3, чтобы минимизировать ошибку смещения из-за входного тока ОУ. Усилитель должен быть скомпенсирован для единичного усиления, или должен использоваться ОУ с внутренней компенсацией.

[Преобразователь ток-напряжение]

С помощью ОУ можно измерять ток двумя способами. Уровень тока может быть преобразован в уровень напряжения с помощью резистора, и затем усилен, либо ток может быть инжектирован напрямую в узел суммирования ОУ. Преобразование в напряжение может быть нежелательно по двум причинам: во-первых, импеданс, добавляемый в измеряемую цепь протекания тока, вводит ошибку; во-вторых, также усиливается напряжение смещения усилителя, и как следствие теряется точность измерения. Использование преобразователя ток-напряжение на ОУ решает эти проблемы.

Рис. 13. Преобразователь ток-напряжение на ОУ.

VOUT = IIN · R1

Преобразователь ток-напряжение показан на рис. 13. Входной ток передается напрямую в узел суммирования, и выходное напряжение усилителя меняется таким образом, чтобы таким же током через резистор R1 скомпенсировать входной ток. Коэффициент преобразования в этой схеме равен R1 вольт на ампер. Ошибка преобразования в этой схеме равна только току смещения Ibias, который алгебраически складывается с током IIN.

Основная схема рис. 13 полезна для многих применений, не только для измерения тока. Это показано на примере усилителя фотоэлемента в следующей секции.

Единственное конструктивное ограничение — коэффициент преобразования должен быть выбран с учетом минимизации ошибки смещения из-за входного тока ОУ, и поскольку усиление по напряжению и сопротивление источника сигнала часто являются не определенными (как в случае фотоэлементов) усилитель должен быть скомпесирован для единичного усиления.

Рис. 14. Усилитель для фоторезистора.

[Усилители фотодатчиков]

Усилители для фоторезистора, фотодиода и фотоэлемента показаны соответственно на рис. 14, 15 и 16.

Рис. 15. Усилитель сигнала фотодиода.

VOUT = R1 · ID

Все фотоэлементы показывают некоторую зависимость напряжения как для скорости, так и линейности. Очевидно, что ток через фоторезистор (см. рис. 14) не будет демонстрировать точную пропорциональность между падающим светом, если напряжение на его выводах может меняться в зависимости от его сопротивления. Несколько менее очевидным является тот факт, что ток утечки фотодиода (рис. 15) и внутренние потери фотоэлемента (рис. 16) также являются функциями напряжения на их выводах. Преобразователь ток-напряжение красиво устраняет проблемы линейности путем фиксации напряжения на выводах фотодатчика: либо фиксации нуля в случае фотоэлемента, либо фиксации напряжения смещения в случае фоторезистора или фотодиода.

Рис. 16. Усилитель сигнала фотоэлемента.

VOUT = ICELL · R1

Скорость фотодетектора оптимизирована путем его работы на фиксированную нагрузку с низким сопротивлением. Доступные в настоящее время фотодетекторы показывают время отклика порядка микросекунд на нагрузке с нулевым сопротивлением. Фоторезисторы, даже медленные, работают существенно быстрее при низких сопротивлениях нагрузки.

Сопротивление обратной связи R1 зависит от чувствительности фотодатчика, и должен быть выбран либо для обеспечения максимального динамического диапазона, либо для желаемого коэффициента передачи (чувствительности). Наличие R2 зависит от назначения схемы: в случае фотоэлементов или фотодиодов он не нужен, а в случае фоторезистора он должен быть выбран из соображений минимизации ошибки смещения в рабочем диапазоне.

[Прецезионный источник тока]

Точный источник тока показан на рис. 17 (для втекающего тока) и 18 (для вытекающего тока).

Рис. 17. Стабилизатор втекающего тока.

IO = VIN/R1

VIN ≥ 0V

Рис. 18. Стабилизатор вытекающего тока.

IO = VIN/R1

VIN ≤ 0V

Применять эти схемы следует с осторожностью. Соответствие напряжения стабилизатора вытекающего тока расширяется от BVCER внешнего транзистора до приблизительно на 1V более отрицательного напряжения, чем VIN. Соответствие для стабилизатора втекающего тока такое же, но в положительном направлении.

Сопротивление этих генераторов тока бесконечное для малых токов, и это соблюбается до тех пор, пока VIN iмного больше, чем VOS, и IO много больше, чем ток смещения Ibias.

Стабилизаторы тока, показанные на рис. 17 и 18, используют транзисторы FET для управления выходным биполярным транзистором. Вместо этого можно использовать соединение Дарлингтона в случаях, когда выходной ток большой, и ток базы транзистора Дарлингтона не приводит к значимой ошибке.

Используемые ОУ должны быть скомпенсированы для единичного усиления, и может потребоваться дополнительная компенсация в зависимости от реактивного сопротивления нагрузки и параметров внешнего транзистора.

[Управляемые источники опорного напряжения]

Схемы настраиваемых источников напряжения показаны на рисунках 19, 20, 21 и 22. Пары из показанных схем имеют разные области применения. Основное отличие состоит в том, что схемы на рис. 19 и 20 показывают источник напряжения, у которого напряжение больше, чем напряжение опорного диода Зенера (стабилитрона), в то время как рис. 21 и 22 показывают источник напряжения, у которого напряжение меньше, чем напряжение опорного стабилитрона. Рисунки показывают также положительные и отрицательные источники напряжения.

Рис. 19. Источник положительного опорного напряжения.

Рис. 20. Источник отрицательного опорного напряжения.

Приложения схем на рис. 19 и 20, где нужна высокая точность напряжения с малой зависимостью от температуры, требуют ограничения диапазона подстройки VOUT. В этом случае может быть выбран R1 для предоставления оптимального тока через стабилитрон, при котором его температурный коэффициент минимальный. Поскольку IZ не зависит от V+, температурный коэффициент стабилитрона не будет зависеть от V+.

Рис. 21. Источник положительного опорного напряжения.

Рис. 22. Источник отрицательного опорного напряжения.

Схемы на рис. 21 и 22 подойдут для приложений высокой температурной стабильности, если V+ довольно постоянное, поскольку IZ зависит от V+. R1, R2, R3 и R4 выбираются так, чтобы обеспечить IZ для минимального температурного коэффициента стабилитрона, и для минимизации ошибок смещения из-за входного тока ОУ Ibias.

Все показанные схемы должны быть скомпенсированы для единичного усиления или, если ожидаются нагрузки с большой емкостью, компенсация АЧХ должна быть соответственно расширена. Выходной шум может быть уменьшен применением блокировочных конденсаторов на входе усилителя.

Показанные схемы используют однополярный источник питания, что требует выбора напряжения смещения усилителя и допустимого для него синфазного напряжения. Если трудно обеспечить требования к обеспечению нужного диапазона синфазного напряжения для применяемого ОУ, то может использоваться двуполярный источник питания. Lh201 может использоваться с одним напряжением питания с диапазоном синфазного напряжения от источника питания V+ до примерно 2V источника питания V−.

[Стабилизированный сбросом усилитель]

Усилитель, показанный на рис. 23, это форма усилителя, стабилизированного прерывателем. Усилитель работает с петлей обратной связи, обеспечивающей единичное усиление.

Рис. 23. Усилитель, стабилизированный сбросом.

Такая схема полезна для устранения ошибок из-за напряжения смещения и тока смещения. Выход этой схемы представляет собой импульс, амплитуда которого равна VIN. Работу схемы можно понять, рассмотрев два состояния переключателя S1. Когда S1 находится в положении 2, усилитель сконфигурирован для единичного усиления, и напряжение на выходе будет равно сумме входного напряжения смещения и падения напряжения на R2 из-за входного тока смещения. Напряжение на инверсном входе будет равно входному напряжению смещения. Конденсатор C1 будет заряжаться через R1 до суммы входного напряжения смещения и VIN. Когда C1 зарядился, ток не будет течь через сопротивление источника сигнала и R1, так что нет ошибки из-за входного сопротивления. Затем S1 переключается в положение 1. Напряжение, сохраненное на C1, вставляется между выходом и инверсным входом усилителя, и выходное напряжение усилителя меняется на VIN, чтобы скомпенсировать входное напряжение и напряжение смещения входа. Тогда выход поменяется с (VOS + IbiasR2) на (VIN + IbiasR2), поскольку S1 переключился из положения 2 в положение 1. Ток смещения усилителя подается через R2 с выхода усилителя или с C2, когда S1 находится в положении 2 и положении 1 соответственно. R3 служит для уменьшения смещения на выходе усилителя, если усилитель должен иметь максимальный линейный диапазон, или если желательно использовать усилитель на постоянном токе (DC).

Дополнительное достоинстов этой схемы в том, что входное сопротивление достигает бесконечности, когда C1 достигает полного заряда, что устранаяет ошибки из-за сопротивления источника сигнала. Время, которое схема должна удерживаться в положении 2, должно быть достаточно большим по отношению к времени заряда C1, чтобы достичь максимальной точности.

ОУ должен быть скомпенсирован для единичного усиления, и может потребоваться дополнительная компенсация из-за сдвига фазы на R2 из-за C1 и входной емкости усилителя. Поскольку эта схема обычно используется на очень низких скоростях переключения, скорость нарастания выходного сигнал не является критичной и перекомпенсация АЧХ не снижает точность.

[Аналоговый умножитель]

На рис. 24 показан простой вариант реализации аналогового умножителя. Эта схема решает многие проблемы, связанные со схемой log-antilog усилителей, и предоставляет трехквадрантное аналоговое умножение, относительно не чувствительное к изменениям температуры, и на которое не влияют ошибки тока смещения, чем обычно подвержено большинство умножителей.

Рис. 24. Аналоговый умножитель.

            V-
R5 = R1 · (—-)
            10

V1 > 0

VOUT = (V1 · V2) / 10

Работу схемы можно понять, если рассматривать A2 как усилитель с управляемым коэффициентом усиления, который усиливает V2. Усиление A2 зависит от от соотношения сопротивлений PC2 и R5, и рассматривать A1 как управляющий усилитель, который устанавливает сопротивление PC2 как функцию V1. Как можно увидеть, VOUT зависит от V1 и V2.

Управляющий усилитель A1 подает ток на лампу L1. Когда присутствует входное напряжение V1, яркость L1 автоматически регулируется таким образом, пока не будет равным 0 напряжение в точке соединения R1 и PC1, т. е. пока ток через PC1 от источника питания V- не станет равным току через R1 от входного напряжения V1. Поскольку уровень отрицательного источника питания V- фиксирован, регулировка стремится сделать сопротивление PC1 пропорционально R1, и с коэффициентом соотношения V1 к V−. L1 также светит на PC2, и если фоторезисторы одинаковые, то у PC2 будет сопротивление такое же, как у PC1.

A2, усилитель с управляемым коэффициентом усиления, работает как инвертирующий усилитель, усиление которого равно соотношению сопротивлений PC2 и R5. Если R5 выбран соответственно результату перемножения R1 и V−, то VOUT просто становится результатом перемножения V1 и V2. R5 можно менять в степенях 10, чтобы предоставить требуемый коэффициент передачи для выхода.

PC1 и PC2 должны по параметрам соответствовать друг другу, чтобы обеспечивать минимальную зависимость от температуры. Небольшие несоответствия могут быть скомпенсированы изменением R5, как корректировки коэффициента масштабирования. Фоторезисторы должны получать одинаковое освещение от L1, удобный метод для реализации этого — установка фоторезисторов в отверстия алюминиевой коробки, в которой посередине находится лампа. Такой способ монтажа предоставляет возможность регулирования расстояния от лампы до фоторезисторов, и одновременно создает тепловой мост между двумя фоторезисторами, чтобы снизить различие их температур. Такая техника может быть расширена для использования FET-транзисторов или других устройств, чтобы обеспечить удовлетворению специальных требований к сопротивлению или рабочему окружению.

Показанная схема дает инвертированный результат, равный одной десятой от результата перемножения уровня двух аналоговых входов. На входе V1 должны быть положительные значения напряжения, однако V2 может принимать как положительные, так и отрицательные напряжения. Скорость работы схемы ограничена постоянной времени зажигания лампы.

R2 и R4 выбираются из соображений минимизации ошибки смещения из-за входного тока, как было описано выше в секции усилителя фотодатчика. R3 добавлен для снижения импульса тока при первом включении лампы L1.

[Двуполупериодный выпрямитель и усредняющий фильтр]

Схема, показанная на рис. 25, является сердцем усредняющего, калиброванного вольтметра СКЗ переменного тока (rms calibrated AC voltmeter). Схема работает как выпрямитель и усредняющий фильтр. Удаление C2 отключает функцию усреднения, и предоставляет точный двуполупериодный выпрямитель, и удаление C1 предоставляет генератор абсолютного значения.

Рис. 25. Выпрямитель полного периода и усредняющий фильтр (измеритель СКЗ).

Понять работу схемы можно, отслеживая распространение сигнала для отрицательного и положительного полупериодов сигнала. Для отрицательных сигналов выход A1 фиксируется на +0.7V диодом D1, и отключается от точки суммирования A2 диодом D2. Тогда A2 работает как простой инвертор с единичным усилением с входным резистором R1 и резистором обратной связи R2, предоставляя положительный выходной сигнал.

Для положительного сигнала A1 работает как обычный усилитель, подключенный к точке суммирования A2 через резистор R5. Тогда A1 работает как простой инвертер с единичным усилением с входным резистором R3 и резистором обратной связи R5. На точность усиления A1 диод D2 не влияет, поскольку он не находится в цепи обратной связи. Положительный ток заходит в точку суммирования A2 через резистор R1, и отрицательный ток течет от точки точки суммирования A2 через резистор R5. Поскольку напряжения на R1 и R5 одинаковые и противоположные, и R5 равен половине R1, результирующий входной ток в точке суммирования A2 равен и противоположен току через R1 и усилитель A2 работает как суммирующий инвертор с единичным усилением, снова давая положительный выходной уровень.

Схема становится усредняющим фильтром, когда C2 соединяется параллельно R2. Тогда работа A2 становится аналогичной работе простого ФНЧ, описанного выше. Постоянная времени R2C2 должна быть выбрана значительно больше длительности периода измеряемого сигнала, который должен быть усреднен.

Конденсатор C1 может быть удален, если схема используется как генератор абсолютного значения сигнала (учитывающий постоянную составляющую). Когда это так, на выходе схемы будет положительное абсолютное значение от входного напряжения.

Выбранные ОУ должны быть скомпенсированы для единичного усиления, и R6 и R7 должны быть выбраны по соображениям минимизации ошибки смещения из-за входного тока.

[Генератор синуса]

Стабилизированный по амплитуде генератор синусоидального сигнала показан на рис. 26. Эта схема производит чистый синусоидальный сигнал вплоть до низких частот со схемотехникой минимальной сложности. Важное достоинство этой схемы — исключается традиционный регулятор амплитуды на основе лампы с вольфрамовой нитью накаливания, вместе с её постоянной времени и проблемами линейности. Дополнительно устраняются проблемы надежности, связанные с лампой.

Генератор на мосте Вина широко используется благодаря факту, что фаза прохождения напряжения от последовательной цепочки моста до места соединения последовательной цепочки и параллельной цепочки становится нулевой при определенной частоте. Тогда если мост Вина использовать как элемент положительной обратной связи в усилителе, то генерация возникнет на той частоте, где сдвиг фазы будет нулевым. Реализована также дополнительная отрицательная обратная связь, чтобы стабилизировать частоту колебаний и снизить гармонические искажения.

Рис. 26. Генератор синусообразного сигнала на мосте Вина.

Схема, показанная здесь, отличается от классической только схемой стабилизации отрицательной обратной связи. Отрицательные пики сигнала, которые превышают −8.25V, приводят к открыванию D1 и D2, заряжая C4. Заряд, сохраняемый в C4, дает смещение для Q1, который определяет коэффициент усиления ОУ. C3 это разделительный конденсатор, прозрачный для рабочей низкой частоты цепочки обратной связи, он предотвращает попадание напряжения смещения и ошибку токов смещения, которые были бы умножены на коэффициент усиления ОУ.

Искажения схемы определяются усилением ОУ при разомкнутой петле обратной связи и временем отклика фильтра отрицательной обратной связи R5 и C4. Здесь нужно соблюсти определенный компромисс между уровнем искажения сигнала на выходе и постоянной времени стабилизации амплитуды. R4 выбирается для подстройки петли обратной связи для ситуации, когда FET работает на малых отрицательных уровнях смещения затвора. Показанные номиналы деталей подойдут для оптимальной реализации генератора общего назначения.

[Генератор треугольника]

Генератор сигнала треугольной формы с постоянной амплитудой показан на рис. 27. Эта схема представляет сигнал треугольной формы с регулируемой частотой, амплитуда которого не зависит от частоты.

Рис. 27. Генератор сигнала треугольной формы.

Генератор представляет собой интегратор в качестве генератора склонов сигнала и пороговый детектор с гистерезисом в качестве схемы сброса. Интегратор был описан в предыдущей секции и не требует дополнительных объяснений. Пороговый детектор подобен триггеру Шмитта тем, что представляет собой защелку с большой мертвой зоной. Эта функция реализована использованием положительной обратной связи вокруг операционного усилителя. Когда выход усилителя находится в положительном или отрицательном состоянии насыщения, цепочка положительной обратной связи предоставляет напряжение для не инвертирующего входа, которое определяется ослаблением контура обратной связи и напряжением насыщения усилителя. Чтобы усилитель менял состояния, напряжение на входе усилителя должно менять полярность на величину, превышающую входное напряжение смещения усилителя. Когда это происходит, усилитель насыщается в противоположном направлении, и остается в этом состоянии, пока напряжение не его входах снова не поменяется на обратное. Понять функционирование всей схемы полностью можно путем оценки поведения выхода порогового детектора в положительном состоянии. Положительное напряжение насыщения детектора подается на суммирующую цепь интегратора через комбинацию R3 и R4, вызывая протекание тока I+.

Затем интегратор генерирует отрицательный склон сигнал со скоростью I+/C1 вольт на секунду, пока его выход не станет равным по уровню точке отрицательного порога детектора. Тогда пороговый детектор меняет состояние своего выхода на отрицательное, и выдает отрицательный ток I− на суммирующую цепь интегратора. Теперь генератор формирует положительный склон сигнала со скоростью I−/C1 вольт на секунду, пока его выход не станет по уровню равным точке положительного порога детектора. Детектор снова меняет состояние своего выхода, и цикл повторяется.

Частота сигнала треугольной формы определяется номиналами R3, R4 и C1, напряжениями положительного и отрицательного насыщения усилителя A1. Амплитуда определяется соотношением R5 и комбинации R1 и R2, и уровнями порогов детектора. Скорости нарастания и спада склонов сигнала одинаковые, и положительные и отрицательные пики одинаковые, если к детектора одинаковые пороги для положительного и отрицательного напряжений насыщения. Форма сигнала на выходе может быть смещена относительно земли, если инвертирующий вход порогового детектора A1 смещен по отношению к земле.

Генератора может быть спроектирован не зависящим от температуры и напряжения питания, если детектор построен на основе совпадающих по напряжению диодов Зенера (стабилитронов), как показано на рис. 28.

Рис. 28. Пороговый детектор с регулируемым выходом.

Интегратор должен быть скомпенсирован по единичному усилению, и детектор может быть скомпенсирован, если сопротивление источника питания вызывает его колебания во время переходного процесса. Ток в интегратор должен быть намного больше, чем ток смещения Ibias для обеспечения максимальной симметрии, и напряжение смещения должно быть достаточно мало по отношению к пиковому напряжению на VOUT.

[Схема слежения для регулируемого источника питания]

Двухполярный источник питания с согласованными напряжениями показан на рис. 29. Этот источник питания очень подходит для питания системы на операционных усилителях, поскольку положительное о отрицательное напряжения отслеживаются согласованно, устраняя синфазные сигналы в напряжении питания. Дополнительно требуется только один источник опорного напряжения и минимум дополнительных пассивных компонентов.

Рис. 29. Трекинг источника питания.

Примечание: выходное напряжение может меняться от ±5V до ±35V. Отрицательный выход отслеживает уровень на положительном выходе с коэффициентом соотношения R6 к R7.

Работу этого источника питания можно разобрать для начала по положительному регулятору напряжения. Положительный регулятор сравнивает напряжение на потенциометре R4 и источником опорного напряжения на D2. Разность между этими двумя напряжениями является входным напряжением для усилителя, и поскольку R3, R4 и R5 формируют петлю отрицательной обратной связи, выходное напряжение усилителя меняется таким образом, чтобы минимизировать эту разность. Ток для опорного напряжения подается с выхода усилителя, чтобы увеличить регулирующую способность по питанию. Это позволяет регулятору работать от источника питания с большими пульсациями (провалами) напряжения. Регулирование опорного тока по такому методу требует отдельного источника тока для запуска источника питания. Резистор R1 и диод D1 предоставляют такой ток запуска. D1 отсоединяет цепочку опорного напряжения от выхода усилителя во время первоначального запуска, и R1 предоставляет стартовый ток от нерегулируемого источника питания. После запуска низкое сопротивление усилителя снижает изменения тока опорного источника через резистор R1.

Регулятор отрицательного напряжения это просто инвертор с единичным коэффициентом усиления с входным резистором R6 и резистором обратной связи R7.

Усилители должны быть скомпенсированы для работы в режиме единичного усиления.

Описанный источник питания может быть промодулирован инжектированием тока в движок R4. В этом случае изменения выходного напряжения будут одинаковые и противоположные на положительном и отрицательном выходах. Источник питания может управляться заменой D1, D2, R1 и R2 изменяемыми опорными напряжениями.

[Программируемый лабораторный источник питания]

Полная схема источника питания показана на рис. 32, у которого программируются положительное и отрицательное плечи напряжения. Секция регулятора источника питания состоит из двух повторителей напряжения, на вход которых подается падение напряжения источника прецизионного тока на опорном резисторе.

Рис. 30. Маломощный источник питания для проверки микросхем (a).

Рис. 31. Маломощный источник питания для проверки микросхем (b).

Рис. 32. Маломощный источник питания для проверки микросхем (c).

Программируемая чувствительность положительного и отрицательного источников составляет 1V/1000Ω для резисторов R6 и R12 соответственно. Выходное напряжение положительного регулятора может меняться примерно в диапазоне от +2V до +38V относительно земли, и выходное напряжение отрицательного регулятора может меняться в диапазоне от −38V до 0V относительно земли. Поскольку используются ОУ LM107, то источники питания в наследство от них получают защиту от короткого замыкания на выходе. Эта функция ограничения тока также обеспечивает защиту тестируемой схемы.

Для этого приложения могут использоваться ОУ с внутренней компенсацией, если ожидается низкая емкостная нагрузка. Если же ожидается высокая емкостная нагрузка, то должен использоваться ОУ с внешней компенсацией АЧХ и выполнена его соответствующая дополнительная компенсация для обеспечения стабильности. Шум по питанию может быть уменьшен блокировочными конденсаторами на землю номиналом в диапазоне от 0.1 до 1.0 μF.

[Приложение: используемая терминология]

Входное напряжение смещения (Input Offset Voltage): это напряжение, которое должно быть приложено между входными выводами через два одинаковых сопротивления, чтобы на выходе ОУ получилось нулевое напряжение.

Входной ток смещения (Input Offset Current): разность токов двух входных выводов, при которых на выходе ОУ нулевое напряжение.

Входной ток смещения (Input Bias Current): среднее значение двух входных токов.

Диапазон входного напряжения (Input Voltage Range): диапазон напряжений на входных выводах, для которых ОУ продолжает работать со своими заявленными параметрами.

Коэффициент подавления синфазного сигнала (Common Mode Rejection Ratio): отношение входного напряжения к пиковому изменению входного напряжения смещения в этом диапазоне.

Входное сопротивление (Input Resistance): соотношение изменения входного напряжения к изменению входного тока на любом из входов, когда другой вход заземлен.

Ток потребления (Supply Current): ток, необходимый для предоставления от источника питания, чтобы ОУ работал без нагрузки и с нулевым выходным напряжением.

Изменение выходного напряжения (Output Voltage Swing): пиковое выходное напряжение относительно нуля, которое может быть получено без входа в насыщение.

Усиление на большом сигнале (Large-Signal Voltage Gain): отношение изменения выходного напряжения к изменению входного напряжения, которое необходимо для приведения выходного напряжения от нуля к этому напряжению.

Подавление помех по питанию (Power Supply Rejection): соотношение изменения входного напряжения смещения к изменению напряжения источника питания.

Скорость изменения сигнала (Slew Rate): ограниченная внутренними характеристиками скорость изменения напряжения на выходе ОУ при подаче на его вход ступенчатого перепада напряжения с высокой амплитудой.

1. D.C. Amplifier Stabilized for Zero and Gain; Williams, Tapley, and Clark; AIEE Transactions, Vol. 67, 1948.
2. Active Network Synthesis; K. L. Su, McGraw-Hill Book Co., Inc., New York, New York.
3. Analog Computation; A. S. Jackson, McGraw-Hill Book Co., Inc., New York, New York.
4. A Palimpsest on the Electronic Analog Art; H. M. Paynter, Editor. Published by George A. Philbrick Researches, Inc., Boston, Mass.
5. Drift Compensation Techniques for Integrated D.C. Amplifiers; R. J. Widlar, EDN, June 10, 1968.
6. A Fast Integrated Voltage Follower With Low Input Current; R. J. Widlar, Microelectronics, Vol. 1 No. 7, June 1968.

[Ссылки]

1. AN-20 An Applications Guide for Op Amps site:ti.com.
2. Отрицательная обратная связь, часть 2: снижение чувствительности к коэффициенту усиления и увеличение полосы пропускания site:radioprog.ru.
3. Filter Design Tool site:ti.com.

Герасимов В.Г. (ред). — Электрические измерения и основы электроники (1998) — PDF, страница 68

8 8,а имеет широкий частотный диапазон (до 1О М1ц), на невысокую чувствительность (по тем же причинам, что и у вольтметров постоянного напряжения). Предел измерения таких вольтметров — десятки милливольт. Электронные вольтметры, использующие схему рис.8.8,6, имеют высокую чувствительность, однако обеспечить широкий частотный диапазон усилителей переменного напряжения с большим К технически т трудная задача. Поэтому эти вольтметры имеют предел измерения до десятка микровольт, а частотный диапазон до 10 МГц Рис 8 8 Структурные схемы электронных воль гме1ров переменно~ о напряжения а) Рис 89 Схемы и временные диаграммы амплитудных детекторов с открытым (а) и закрытым (б) входами В зависимости от того, какие значения напряжений необходимо измерять, различают вольтметры амплитудного, средневыпрямленного и действующего значений напряжений. Амплитудные вольтметры имеют амплитудные (пиковые) детекторы с открытым (рис.8.9,а) или закрытым (рис.8.9,б) входами.

Для уменьшения пульсации в первой схеме необходимо обеспечить соотношение тр„» т„р, где тр„и тзвр — постоянные времени разрядки и зарядки конденсатора С, Йли тзар ~~в и т аз 1ун Где~в и~н Верхняя и нижняя границы частотного диапазойа. Особенностью этих преобразователей является то, что они пропускают постоянную составляющую входного сигнала Уо (если она есть) и тогда У„ы„= Уо + Е’„, а уравнение шкалы прибора: а =Хи%)+~’ ) (8.4) Для второй схемы характерны пульсации, равные Е’ . Для уменьшения их используется фильтр ЯФСФ. Необходимо учитывать, что шкала электронного вольтметра градуируется в действующих значениях синусоидального напряжения, поэтому при измерении напряжения другой формы необходимо делать перерасчет, используя коэффициент амплитуды несинусоидального напряжения.

Вольтметры среднего значения напряжения используют преобразо ватели переменного напряжения в постоянное (рис.8.10) При использовании схемы рис. 8 10,п (однополупериодное выпрямление) ток в ИМ существует в течение полупериода Диод И)2 и резистор Н ис пользуют для выравнивания обеих полуволн тока в обшей цепи. а также для защиты от пробоя диода ГВ~ в закрытом состоянии. 35б а) б~ Рис 8 1О. Схемы однополупериодного (а) н двухполупериодного (б) преобразователя напряжения При использовании схемы рис.8.10,б выпрямленный ток через ИМ существует в оба полупериода и, следовательно, чувствительность этой схемы выше, чем предыдущей. На эти преобразователи обычно подается усиленное напряжение и .

Это повышает чувствительность вольтметров и понижает влияние » нелинейности диодов. Уравнение шкалы у вольтметров среднего значения напряжения: Т а =х„1(т 1 )и, (~)( й =к„Г (8.5) Вольтметры действующего значения напряжения имеют преобразователь переменного напряжения с квадратичной характеристикой 2 живых гl~ вх В качестве таких преобразователей могут быть использованы термо-преобразователи.

У вольтметров с такими преобразователями показания независимо от формы кривой измеряемого напряжения пропорциональны квадрату действующего значения т а =Хг~ УТ з’ и~„й =~у(У~, (8.6) т.е. вольтметры имеют квадратичную ~калу, что не всегда удобно. Поэтому существуют разработки вольтметров действующего значения с равномерной шкалой. Пример построения такого вольтметра показан на рис.8.11. Здесь использованы два квадратичных элемента, один из которых находится в цепи отрицательной обратной связи (ООС): е1=~с1~12 е2=12.( 2 (8.7) где 11 и 12 — токи нагревателей, 11 и 1с2 — коэффициенты, зависящие ‘ от свойств термопар.

Рис 8.11 Схема вольтметра действующего значения с равномерной шкалой 357 Так как У, = К, Г, (см.рис.8.11), то е! — — /с1Ку! У~ . При большом коэффициенте усиления К 2 получим Ле =е1- е2 = О. Это означает что с! е~ и К2У2 — ~с ~2 и отклонение указателя измерительного механизма ИМ составит (8.8) и =я~ 22=у,, ку1~х! ч =К~и — х Рис 8 12 Структурная схема универсально- га вопыметра Рис.8 13.

Схема амплитудного преобразо- вателя Таким образом получаем равномерную шкалу вольтметра. Универсальные вольтметры. Эти вольтметры предназначены для измерения постоянного и переменного напряжений, а также для изме рения сопротивления В, (рис.8.12). Преобразователь Пя обеспечивает функцию преобразования Пвмх =~(А ), преобразователь Пр чаще всего — это преобразователь амплитудного значения с закрытым входом, что объясняется независимостью напряжения на выходе от постоянной составляющей напряжения на входе. Появление высокостабильных операционных усилителей с малым дрейфом позволяет существенно снизить порог чувствительности в режиме измерения переменного напряжения при сохранении достаточно широкого частотного диапазона.

Импульсные вольтметры. Эти вольтметры используются для измерения амплитуды импульсных сигналов различной формы. Особенностью их работы является малая длительность измеряемых импульсов (10 — ! 00 нс), большая скважность (до !09). Импульсные вольтметры градуируются в амплитудных значениях напряжений.

В современных приборах используются компенсационные схемы амплитудных преОбраЗОВатЕЛЕй (рИС.8 13). НаПряжЕНИЕ ивх ЗаряжаЕт КОНдЕНСатОр С1. Переменная составляющая напряжения на конденсаторе С~, вызванная подзарядкой конденсатора измеряемым импульсом и его разрядкой в промежутки времени между импульсами, усиливается усилителем и выпрямляется с помощью диода р7)~ Постоянная времени выходной цепи выбирается большой, поэтому напряжение и„„, изменяется мало в промежутки между импульсами. С выхода усилителя через резистор обратной связи А, подается на конденсатор Г, компенсирующее напряжение и поэтому напряжение на нем в установившемся режиме практически равно амплитуде измеряемых импульсов, а выходное напряжение (8.9) Ь’ „„=Е ‘ А/ (А+ А,) .

.~смг А Уп ‘ где/, — гармоническая составляющая входного напряжения. Усилитель промежуточной частоты УОЧ настроен на фиксированную среднюю частоту/~. Это означает, что на выходе усилителя /,„, = ~~ или 1,’, = 1; — /~. Деиствующее значение этох’ гармоники измеряется вольтметром действующего значения ВДЗ ),изменяя частоту генератора, можно измерить действующее значение различных гармонических составляющих входного напряжения.

Рне 8 !4 Упрощенная струкгур схема селектнвного вольтметра Вопрос 8.3. Чем ограничивается предел измерения ЭВПН? Варианты ответа 8.3 1. Нестабильностью работы УПТ 8 3 2. Большим входным сопротивлением УПТ. 8.3.3. Цепью отрицательной обратной связи. Селективные вольтметры. Это вольтметры предназначены для измерения действующего значения напряжения в некоторой полосе частот или отдельных гармонических составляющих несинусоидального напряжения Упрощенная схема (в качестве примера) приведена на рис.8.! 4. Измеряемое напряжение Ь’ через измерительный усилитель (входной) УВ подается на смеситель Си.

Последний преобразует частотный спектр измеряемого напряжения так, что на выходе появляется напряжение с разностной частотой генератора à — ф и измеряемого напряжения —,1′, т.е. Вопрос 8.4. Чем отличаются амплитудные детекторы открытого „ закрытого типа? Варианты отеети 8 4 1 Входным напряжением. 8 4 2 Использование явления резонанса 8 4 3 Наличием конденсатора на входе детектора 8.3. ЭЛЕКТРОННЫЕ ПРИБОРЫ ДЛЯ ИЗМЕРЕНИЯ ПАРАМЕТРОЦ ЭЛЕКТРИЧЕСКИХ ЦЕПЕЙ 2-й вариан г (см рис 8 15,б) (8 11) Электронные омметры имеют широкий диапазон измерения (1О 4 — 10′»- Ом) и служат для измерения сопротивлений резисторов, изо ляции, контактов и т д. Погрешность этих приборов составляет от еди ниц процентов до 10′,4 (при измерении больших сопротивлений). В основу построения омметров положено преобразование измеряе мого сопротивления в постоянное напряжение от источника стабили- зированного напряжения (ИСН), которое подается на магнитоэлектри- ческии измерительный механизм (ИМ).

Наибольшее распространение по- лучили схемы, приведенные на рис 8 15, где показаны два варианта вклю- чения резисторов А0 и В, Используемый усилитель постоянного тока (УПТ) имеет большое входное сопротивление Я„, поэтому шунтирующим его действием пренебрегаем Тогда В, а =1< Г„=И!в, 1-й вариант (см рис 8.15,а) (8 10) Л +Л„ Ло а =А (‘ =/СГО О Очевидно, что шкала омметров неравномерна Для уменьшения погрешности в омметрах предусмотрены регули- ровка «Установка нуля» при Л = О и «установка о» при В = о . б) Рис 8 !5 СхемыэлекМФЬннйх оччетров Рис 8 16 Схемы электронных омметров с цепями обратной связи С~ОИО= С~ И (рис.8.16,а) (8.12) (7о!А»= ЩАд (рис.8 16,й.

(8.13) Для первого варианта Ь’ = ‘о А„ИО и и =5 Ь’, где 5 — чувствительность ИМ При измерении больших соп отивлений ( А, =10~ — 1О’- Ом) использование этой схемы (рис.8.16,а) приводит к большим значениям погрешности из-за того, что токи через резисторы АО и А становятся соизмеримыми с входным током УПТ и токами утечки. В этом случае необходимо использовать схему второго варианта прибора(рис 8.16,6), у которого гиперболическая шкала: о =~ЪАо7А, (8 14) Ток через резистор А можно увеличить путем увеличения Ео (до сотен вольт) и использовать резистор Ао с меньшим сопротивлением Измерение малых сопротивлений (до 1О 4 Ом) производится миллиомметрами.

Их особенностями является питание переменным напряжением от генератора Г(рис 8.17) для исключения влияния термо- ЭДС и обеспечения высокой чувствительности (большого коэффициента усиления усилителя) при измерении малых сопротивлении Для уменьшения влияния сопротивления соединительных проводов измеряемый резистор включают по четырехпроводной схеме 361 Также применяются схемы для построения омметров, представленные на рис.

8.16. В цепь обратной связи УПТ включается резистор с измеряемым сопротивлением А, или образцовый резистор Ао. Входной ток усилителя практически равен нулю, поэтому будут справедливы соотношения: Рис.8 17 Схема электронного омметметра для измерения малых сопротивлений Электронные приборы для измерения индуктивности катушки 1., емкости конденсатора С и добротности контура Д.

Каталог радиолюбительских схем. Среднеквадратичный милливольтметр.

Каталог радиолюбительских схем. Среднеквадратичный милливольтметр.

Среднеквадратичный милливольтметр

Н.СУХОВ

Часть I.

Принципиальная схема

Определение многих параметров радиоэлектронной аппаратуры, и в частности звуковоспроизводящей, в конечном итоге сводится к измерению переменных напряжений различной формы. На практике радиолюбителю приходится сталкиваться со всеми четырьмя значениями переменного напряжения: средним значением — U0, средневыпрямленным — Uср.в , среднеквадратичным — U и пиковым — Um. Среднее значение напряжения равно его постоянной составляющей; средневыпрямленное значение — среднему значению абсолютной величины переменного напряжения; среднеквадратичное — корню квадратному из среднеарифметического значения квадратов мгновенных значений напряжений за данный отрезок времени, а пиковое — наибольшему мгновенному значению напряжения за время измерения Т. Связь между этими значениями определяют коэффициенты формы Кф и амплитуды Ки.

Значения коэффициентов для напряжений некоторых форм приведены в табл. 1.

Естественно, что и вольтметры переменного напряжения также подразделяются на линейные, показания которых пропорциональны Uср.в, квадратичные, показания которых пропорциональны V, п импульсные, показания которых пропорциональны Uт.

Но наибольший интерес для радиолюбителей представляет среднеквадратичное значение напряжения, так как именно ему пропорциональна мощность сигнала или громкость звука. Поэтому шкалы вольтметров всех типов (за исключением специальных импульсных) градуируют в среднеквадратичных значениях части встречающегося на практике напряжения синусоидальной формы. Для линейных вольтметров такая градуировка сводится к изменению масштаба шкалы в П2V2=1.11 раза. Однако при этом нельзя забывать, что показания такого вольтметра будут верны только при измерении напряжения синусоидальной формы.

Типичными случаями некорректного применения линейных вольтметров являются измерение уровня помех и шумов, пульсаций постоянных питающих напряжений, напряжения гармоник и т. п. В этих и большинстве других случаях результаты измерений оказываются существенно заниженными, что приводит к искусственному завышению параметров качества (т. е. уменьшению уровня помех, шумов, напряжения пульсаций, коэффициента гармоник и т. д.) исследуемых устройств.

Вольтметры истинных среднеквадратичных значений, показания которых верны для напряжений любой формы, значительно сложнее линейных. Это обусловлено необходимостью применения для выпрямления квадратичных детекторов. Обычно квадратичную характеристику получают с помощью диодов или термопреобразователей [1]. Не останавливаясь подробно на этих схемных решениях, отметим, что вольтметры с квадратичным детектором на диодах имеют нелинейную шкалу и низкую температурную стабильность (из-за низкой температурной стабильности вольтамперной характеристики диодов). Термопреобразователи имеют очень маленькую термо-ЭДС (что вынуждает применять для ее усиления сложные УПТ с модуляцией), потребляют сравнительно большую мощность и не допускают даже кратковременных перегрузок.

Используя ОУ, включенные по схеме логарифмирующих и антилогарифмирующих усилителей [2], можно построить преобразователь среднеквадратичных значений, свободный от перечисленных недостатков, но даже упрощенная схема такого преобразователя содержала бы не менее семи ОУ.

Можно, однако, построить преобразователь всего на двух ОУ по схеме, приведенной на рис. 1.

Если предположить, что ОУ A1 и А2 — идеальные (а большинство современных ОУ можно считать таковыми), обратные токи диодов V1— V4— малыми и постоянную времени цепи C1R2 много больше времени измерения, то выходное постоянное напряжение будет в точности равно среднеквадратичному значению входного напряжения в масштабе, определяемом отношением сопротивлений резисторов R2/R1. Достоинством такого преобразователя, кроме простоты, является еще и то, что в качестве индикатора может быть использован стрелочный измерительный прибор с линейной шкалой. Функциональная схема милливольтметра истинных среднеквадратичных значений, в основе которого лежит описанный выше преобразователь, приведена на рис. 2.

Измеряемое напряжение поступает на входной делитель U1 и далее на линейный усилитель A1. Переключателем S1 в цепь обработки сигнала можно включить псофометрический взвешивающий фильтр ZI, после которого следует еще один делитель U2 и линейный усилитель A2. Далее сигнал попадает в блок U3, выделяющий абсолютную величину входного напряжения, и с его выхода — на преобразователь среднеквадратичных значений U4. Результаты измерений отображаются стрелочным измерительным прибором PU1.


Основные технические характеристики милливольтметра

Пределы измеряемых напряжений, мВ . . . . . . 1…500 • 103

Погрешность измерений, %, ие более . . . . . . . 1,5

Неравномерность АЧХ в диапазоне частот
2 Гц… …2,2 МГц, дБ, не более . . . . . . . . . ±1

5 Гц…2 МГц, дБ, не более . . . . . . . . . . . . ±0,2

Входное сопротивление на всех пределах
при частоте 1000 Гц, МОм, не менее . . . . . . . . . 1,8

Входная емкость на всех пределах при частоте 1000 Гц, пФ, не более ….. 10

Время установления показаний, с, не более . . . . 1


Амплитудно-частотная характеристика милливольтметра приведена на рис. 3,

а график изменения показаний, вызванных изменением коэффициента амплитуды (вплоть до Kа=15) при условии, что частоты основных гармоник измеряемого напряжения не превышают 2,2 МГц, показан на рис. 4.

Встроенные фильтры имеют характеристики взвешивания.по кривым А, В и С в соответствии с публикацией № 179-73 Международной электротехнической комиссии.

Принципиальная схема милливольтметра приведена на рис. 5а, 5б, 5г. Входной делитель (рис. 5а) содержит пять ступеней и выполнен на резисторах R1—R10. Для получения частотнонезависимого коэффициента деления в него введены корректирующие конденсаторы С2—С11.


Рис. 5а.

Входной усилитель собран на транзисторах V3—V6 и матрице полевых транзисторов A1 и представляет собой операционный усилитель с большим входным сопротивлением, высокой частотой единичного усиления (90 МГц) и малой входной емкостью (2,1 пФ). Элементы ООС R19C12R14 обеспечивают коэффициент усиления ЗЧ в полосе частот до 5 МГц. Для зашиты усилителя от перегрузок по входу использовано встречно-параллельное включение диодов V1 и V2.

С выхода усилителя сигнал поступает на переключатель S3, которым может быть выбрана необходимая частотная характеристика милливольтметра: линейная в полосе от 5 Гц до 2 МГц или одна из характеристик частотного взвешивания для измерения уровня шумов. Собственно взвешивающие фильтры выполнены на ОУ А2 и A5. Частотные характеристики формируются цепями R44C18, C20R48, C20R48R49, R50C21, R51C24 и соответствуют требованиям публикации МЭК [4] .приведенным в табл. 2.

Таблица 2
Относительные частотные характеристики взвешивающих фильтров
Частота, ГцКриваяA, дБКривая B, дБКривая C, дБДопускаемые отклонения, дБ
+
10-70,4-38,2-14,33
12,5-63,4-33,2-11,23
16-56,7-28,5-8,53
20-50,524,2-6,23-3
25-44,7-20,4-4,42-2
31,5-39,4-17,13,01,5-1,5
40-34,6-14,2-2,01,5-1,5
50-30,2-11,6-1,31,5-1,5
63-26,2-9,3-0,81,5-1,5
80-22,5-7,4-0,51,5-1,5
100-19,1-5,6-0,31-1
125-16,1-4,2-0,21-1
160-13,4-3,0-0,11-1
200-10,9-2,001-1
250-8,6-1,301-1
315-6,6-0,801-1
400-4,8-0,501-1
500-3,2-0,301-1
630-1,9-0,101-1
800-0,8001-1
10000001-1
12500,6001-1
16001,00-0,11-1
20001,20,1-0,21-1
25001,3-0,2-0,31-1
31501,2-0,4-0,51-1
40001,0-0,7-0,81-1
50000,5-1,2-1,31,5-1,5
6300-0,1-1,9-2,01,5-2
8000-1,1-2,9-3,01,5-3
10000-2,5-4,3-4,42-4
12500-4,3-6,1-6,23-6
16000-6,6-8,4-8,53
20000-9,3-11,1-11,23

Коэффициент передачи фильтров на частоте 1 кГц выбран равным +40 дБ, что повышает удобство пользования милливольтметром при измерении относительного уровня шумов. Далее сигнал поступает на второй делитель напряжения, выполненный на резисторах R26—R28 и имеющий коэффициент деления 2 и 5, что позволяет использовать шкалу стрелочного измерительного прибора, имеющую обычно 100 делений.

На транзисторах V9—V16 (рис. 5б) собран широкополосный усилитель, схема которого в основном соответствует схеме сверхскоростного гибридного ОУ LН0024 |5]. Элементы ООС задают коэффициент усиления около ЗЧ (с учетом входного усилителя —1000), что обеспечивает усиление входного сигнала до необходимого уровня (1 В). При этом размах выходного напряжения составляет ±14,5 В, а скорость изменения выходного напряжения — более 350 В/мкс. Такие характеристики исключают погрешность при измерении напряжений, имеющих большой коэффициент амплитуды, обеспечивая тем самым точное измерение среднеквадратичного значения импульсных сигналов со скважностью более 200 при длительности импульсов 3 мкс. С выхода широкополосного усилителя сигнал через развязывающий эмнттерный повторитель поступает на гнездо Х2, с которого сигнал может быть подан на осциллограф или анализатор спектра для визуального анализа, и через конденсатор С34 — на вход узла выделения абсолютной величины напряжения, выполненного на ОУ А6 по схеме прецизионного двухполупериодного выпрямителя. Для суммирования прямого и инвертированного сигналов используется инвертирующий вход ОУ A5 (прямой сигнал подается через резистор R60, а инвертированный для отрицательной полуволны — через R68, R69).

Среднеквадратичный преобразователь выполнен по схеме, ряссмотренной выше на ОУ A8 и A9. В качестве диодов использованы согласованные транзисторы микросхемы К198НТ1Б (A7) в диодном включении. Это позволило получить малый температурный дрейф показаний милливольтметра и исключить необходимость подстроенного регулятора установки нуля. Для повышения точности обработки коротких импульсов и высокочастотных сигналов в ОУ A6 и А8 введена коррекция на опережение по высокочастотным составляющим (R65C35 и R71C38), увеличивающая максимальную скорость изменения выходного напряжения этих ОУ до 120 В/мкс.

С выхода преобразователя постоянное напряжение (соответствующее среднеквадратичному значению входного) через резистор R80 поступает на стрелочный измерительный прибор, через резистор R83 — на гнездо Х3 (это позволяет использовать милливольтметр как среднеквадратический преобразователь в различных системах) и через резистор R81 — на компаратор, выполненный на ОУ A10. Пока напряжение на выходе ОУ А9 меньше nopoгового, определяемого резистором R82 (т. е. показания прибора P1 меньше 100%), на базу транзистора V24 с выхода ОУ А10 через токоограничивающий резистор R86 поступает запирающее напряжение. Если же на вход милливольтметра подано напряжение, большее максимального для установленного предела измерения, то напряжение на выходе компаратора А10 становится положительным, переводя транзистор V14 в насыщение. При этом загорается индикаторный светодиод V25, а контакты реле K1 замыкают накоротко клеммы измерительного прибора, исключая зашкаливание последнего. Для введения небольшого “гистерезиса” компаратор охвачен положительной обратной связью через резистор R84.

Блок питания милливольтметра выполнен на интегральных стабилизаторах А4 и А5 по стандартной схеме рис.5с.

Для предохранения от выхода из строя при монтаже и настройке прибора в блоке питания предусмотрена зашита от коротких замыканий (резисторы R52, R53). Для улучшения развязки блоков милливольтметра (это необходимо для предотвращения самовозбуждения ОУ и получения линейной АЧХ усилителей) в цепях питания микросхем предусмотрены блокировочные конденсаторы (С23, С36, С40, С42, С43), а входной усилитель питается от собственного стабилизатора (R24V7 и R25V8).

О конструкции милливольтметра будет рассказано в следующем номере.

ЛИТЕРАТУРА

1. Справочник по радиоэлектронным устройствам. Том. 2. Под редакцией Д. П. Линде.— М.. Энергия. 1978.

2. G. В. Clayton. Using transistors for logarithmic conversion. «Wireless World», 1973, January pp. 32—35.

3. И. П. СТЕПАНЕНКО. Основы теории транзисторов и транзисторных схем.— М., Энергия, 1977.

4. IEC Publication 179 (1973). Precision sound level meters.

5. Linear Integrated Circuits. Каталог фирмы National Semiconductor.

Радио №11, 1981г., с. 53-55.

СРЕДНЕКВАДРАТИЧНЫЙ МИЛЛИВОЛЬТМЕТР

Н. СУХОВ

Часть II.

Окончание. .Начало см. в “Радио”, 1981. № 11, с. 53.

КОНСТРУКЦИЯ И НАЛАЖИВАНИЕ

Милливольтметр собран в корпусе размерами 325x215x130 мм из алюминиевых сплавов (рис. 6).

Детали размещены на четырех печатных платах. Рисунок плат и расположение деталей на них приведены на рис. 7—10.

Следует отметить, что микросхемы, имеющие планарные выводы (А4, A5, А7), размещены на стороне печатных проводников. Платы входного и широкополосного усилителей закреплены на передней панели с помощью планок переключателей S1 и S2, причем входная плата помещена в экран из латуни толщиной 0,5 мм. Элементы входного делителя размещены на стойках переключателя S1. На металлическом основании размещены сетевой трансформатор T1 и платы блока питания и преобразователя с фильтрами.

В блоке питания использован трансформатор типа ТПП 253-127/220-50. Его можно заменить любым трансформатором, две вторичные обмотки которого рассчитаны на напряжение по 16 В при токе до 50 мА. Выпрямительные мосты КЦ405Е можно заменять отдельными диодами Д226, Д237 с любыми буквенными индексами.

В милливольтметре использованы конденсаторы типов КД-1 (С2, С12, С15, С19, С22), КТ4-21 (СЗ, С5, С7, С9, С11), К50-12 (С39), К40У-9 (С1, С25). Остальные конденсаторы — КМ-4, КМ-6, электролитические — К50-6. Резисторы R52, R53 типа МОН-0,5, остальные — МЛТ-0,25, переменные — СП4-1 или СПО-0,5.

Допускаемые отклонения от номиналов, указанных на схеме для резисторов обоих делителей и резисторов R60, R61, R67, R68 и R69 не должны превышать ±0,5%, причем истинное значение сопротивлений некритично, важно сохранить неизменным лишь отношение их сопротивлений. Элементы цепей, формирующих АЧХ взвешивающих фильтров, должны иметь параметры, отличающиеся от указанных на схеме не более чем на ±5%, остальные элементы схемы — на ±20%, электролитические конденсаторы — на (+ 80 -20)%.

Матрицу К504НТ2Б можно заменить даумя полевыми транзисторами типа КП103 с любыми буквенными индексами, необходимо только, чтобы напряжения отсечки и начальные токи стока этих транзисторов отличались не более чем на 20%. Транзистор V14 может быть любым из серии КП303 или КП307 с любыми буквенными индексами, однако при этом потребуется подобрать сопротивление резистора R38 таким, чтобы ток стока транзистора составлял 0,8…1 мА.

Операционные усилители А2 и A3 можно заменить на К140УД7, К140УД6 (в этом случае конденсаторы С19 и С22 из схемы следует исключить), а также — с соответствующими цепями коррекции — любые ОУ общего применения. Вместо ОУ А10 можно использовать любой ОУ общего применения, причем цепи коррекции в этом случае не нужны, поскольку усилитель работает а качестве компаратора. ОУ А6 и А8, используемые в преобразователе, должны иметь достаточно высокую частоту единичного усиления, а ОУ А6, кроме того, и достаточно высокую скорость изменения выходного напряжения. Кроме указанных на схеме, здесь возможно применение ОУ типов К140УД10, К140УД9, К544УД2, К574УД1. Использование вместо А6 и A8 ОУ общего применения снижает верхнюю границу частотного диапазона (для К140УД1Б, К140УД7, К153УД1, К553УД1 до 120…150 кГц, для К140УД6, К153УД2, К544УД1, К140УД8 до 250…300 кГц), которая, однако, все же достаточна для большинства измерений. Операционный усилитель А9 может быть любым, поскольку он работает а УПТ, желательно лишь, чтобы он имел входные токи, близкие с ОУ A8.

Вместо транзисторной матрицы К198НТ1Б можно использовать KI98HT2, К198НТЗ, K125HT1 с любыми буквенными индексами, а также сборки серий K217 — K217HT1, K2ITHT2 или К217НТ3.

Диоды V18 н V19 должны иметь малое время восстановления обратного сопротивления. Вместо указанных на схеме подойдут диоды серий КД512А, КД513А, Д18, Д104, Д105, Д106. Реле — любое, имеющее напряжение срабатывания не более 19 В, светодиод АЛ102Б можно заменить любым другим либо миниатюрной лампой накаливания. В этом случае потребуется подобрать сопротивления резисторов R87 и R88.

В милливольтметре использованы переключатели типа П2К (S1, S2, S3), стрелочный прибор Р1 типа М93 с током полного отклонения 100 мкА. Вместо него можно использовать M1690, М24 или любой другой с током полного отклонения 50…200 мкА и линейной шкалой.

Операции по налаживанию и калибровке милливольтметра целесообразно производить в следующей последовательности:

— установить резисторами R54 и R56 номинальные напряжении (±15 В) на выходах блока питания;

— резистором R63 установить нулевое относительно общего провода напряжение на катоде диода V19;

— резистором R73 установить на выходе ОУ A8 напряжение около 1 В отрицательной полярности;

— резистором R77 стрелку прибора P1 установить на нулевую отметку шкалы;

— резистором R17 на эмиттере транзистора V6 установить нулевой потенциал относительно общего провода;

— подать на верхний по схеме вывод резистора R44 синусоидальный .сигнал напряжением 50 мВ и частотой 1000 Гц и подстроечным резистором R46 установить на выходе ОУ A3 напряжение равным 5 В;

— включить предел измерения “1 мВ” (S1.1 в нажатом состоянии) и, подав на вход милливольтметра калиброванный сигнал напряжением 1 мВ, проверить прохождение сигнала на выход Х2 и установить резистором R80 стрелку прибора P1 на конечную отметку шкалы;

— увеличить входной сигнал до 1,05 мВ и резистором R82 добиться зажигания индикатора перегрузки V25;

— увеличивая амплитуду калиброванного сигнала, проверить точность делителей и при необходимости подкорректировать сопротивление их резисторов;

— подавая на вход попеременно синусоидальные напряжения равной амплитуды, частотой 1 кГц и 1,5 МГц, подстроечными конденсаторами СЗ, С5, С7. С9, С11 добиться равенства показаний в обоих случаях для всех положений переключателя S1.

На этом налаживание милливольтметра можно считать законченным.

г. Киев





уроков электрических цепей — том VI (эксперименты)

уроков электрических цепей — том VI (эксперименты) — глава 6
Компаратор напряжения Прецизионный повторитель напряжения Неинвертирующий усилитель Высокоимпедансный вольтметр Интегратор 555 звуковой осциллятор Генератор рампы 555 ШИМ-контроллер мощности Аудиоусилитель класса B

Аналоговые схемы — это схемы, работающие с сигналами, которые могут свободно изменяться от нуля до полного напряжения питания.Это контрастирует с цифровыми схемами , которые почти исключительно используют сигналы «все или ничего»: напряжения, ограниченные значениями нуля и полного напряжения питания, без допустимого состояния между этими крайними пределами. Аналоговые схемы часто называют линейными схемами, чтобы подчеркнуть действительную непрерывность диапазона сигнала, запрещенного в цифровых схемах, но этот ярлык, к сожалению, вводит в заблуждение. Тот факт, что сигнал напряжения или тока может плавно изменяться между крайними значениями нулевого и полного пределов мощности, не обязательно означает, что все математические отношения между этими сигналами являются линейными в «прямолинейном» или «пропорциональном» смысле этого слова. .Как вы увидите в этой главе, многие так называемые «линейные» схемы весьма не линейны по своему поведению, либо по необходимости физики, либо по замыслу.

Схемы в этой главе используют компоненты IC или интегральная схема . Такие компоненты на самом деле представляют собой сети взаимосвязанных компонентов, изготовленных на одной пластине из полупроводникового материала. Интегральные схемы, обеспечивающие множество готовых функций, доступны по очень низкой цене, что одинаково полезно как студентам, любителям, так и профессиональным проектировщикам схем.Большинство интегральных схем обеспечивают ту же функциональность, что и «дискретные» полупроводниковые схемы, при более высоком уровне надежности и меньшей стоимости. Обычно конструкция схемы с дискретными компонентами предпочтительна только тогда, когда уровни рассеиваемой мощности слишком высоки для интегральных схем.

Возможно, наиболее универсальной и важной аналоговой интегральной схемой, которую должен освоить студент, является операционный усилитель или операционный усилитель .По сути, не более чем дифференциальный усилитель с очень высоким коэффициентом усиления по напряжению, операционные усилители являются рабочей лошадкой в ​​мире аналоговых устройств. Умело применяя обратную связь с выхода операционного усилителя к одному или нескольким его входам, можно получить широкий спектр поведения от этого одного устройства. Многие различные модели операционных усилителей доступны по низкой цене, но схемы, описываемые в этой главе, будут включать только общедоступные модели операционных усилителей.



ЧАСТИ И МАТЕРИАЛЫ

  • Операционный усилитель, рекомендуется модель 1458 или 353 (каталог Radio Shack № 276-038 и 900-6298 соответственно)
  • Три 6-вольтовые батареи
  • Два потенциометра 10 кОм, линейный конус (каталожный номер Radio Shack 271-1715)
  • Один светодиод (каталожный номер Radio Shack 276-026 или аналогичный)
  • Один резистор 330 Ом
  • Один резистор 470 Ом

Для этого эксперимента требуется только один операционный усилитель.Обе модели 1458 и 353 представляют собой «двойные» операционные усилители с двумя полными схемами усилителя, размещенными в одном 8-контактном DIP-корпусе. Я рекомендую вам приобрести и использовать «двойные» операционные усилители вместо «одиночных» операционных усилителей, даже если для проекта требуется только один, потому что они более универсальны (один и тот же блок операционного усилителя может работать и в проектах, требующих только одного усилителя). как в проектах, требующих двух). В интересах покупки и хранения наименьшего количества компонентов для вашей домашней лаборатории это имеет смысл.

ПЕРЕКРЕСТНЫЕ ССЫЛКИ

Уроки электрических цепей , Том 3, глава 8: «Операционные усилители»

ЦЕЛИ ОБУЧЕНИЯ

  • Как использовать операционный усилитель в качестве компаратора

ПРИНЦИПАЛЬНАЯ СХЕМА

ИЛЛЮСТРАЦИЯ

ИНСТРУКЦИИ

Схема компаратора сравнивает два сигнала напряжения и определяет, какой из них больше.Результат этого сравнения указывается выходным напряжением: если выход операционного усилителя насыщается в положительном направлении, неинвертирующий вход (+) имеет большее или более положительное напряжение, чем инвертирующий вход (-), все напряжения измеряется относительно земли. Если напряжение операционного усилителя близко к отрицательному напряжению питания (в данном случае 0 вольт или потенциал земли), это означает, что на инвертирующий вход (-) подается большее напряжение, чем на неинвертирующий вход (+).

Это поведение гораздо легче понять, экспериментируя со схемой компаратора, чем читая чье-то словесное описание.В этом эксперименте два потенциометра подают переменные напряжения, которые операционный усилитель сравнивает. Состояние выхода операционного усилителя отображается визуально с помощью светодиода. Регулируя два потенциометра и наблюдая за светодиодом, можно легко понять функцию схемы компаратора.

Для лучшего понимания работы этой схемы вы можете подключить пару вольтметров к входным клеммам операционного усилителя (оба вольтметра относятся к земле), чтобы оба входных напряжения можно было численно сравнить друг с другом, эти показания счетчика сравниваются с показаниями Состояние светодиода:

Схемы компараторов широко используются для сравнения физических измерений при условии, что эти физические переменные могут быть преобразованы в сигналы напряжения.Например, если небольшой генератор был прикреплен к колесу анемометра для создания напряжения, пропорционального скорости ветра, этот сигнал скорости ветра можно было бы сравнить с «заданным» напряжением и сравнить с помощью операционного усилителя для управления высокой скоростью ветра. тревога:



ЧАСТИ И МАТЕРИАЛЫ

  • Операционный усилитель, рекомендуется модель 1458 или 353 (каталог Radio Shack № 276-038 и 900-6298 соответственно)
  • Три 6-вольтовые батареи
  • Один потенциометр 10 кОм, линейный конус (каталожный номер Radio Shack 271-1715)

ПЕРЕКРЕСТНЫЕ ССЫЛКИ

Уроки электрических цепей , Том 3, глава 8: «Операционные усилители»

ЦЕЛИ ОБУЧЕНИЯ

  • Как использовать операционный усилитель в качестве повторителя напряжения
  • Цель отрицательной обратной связи
  • Стратегия устранения неполадок

ПРИНЦИПАЛЬНАЯ СХЕМА

ИЛЛЮСТРАЦИЯ

ИНСТРУКЦИИ

В предыдущем эксперименте с операционным усилителем усилитель использовался в режиме «разомкнутого контура»; то есть без всякой обратной связи с выхода на вход.Таким образом, был доступен полный коэффициент усиления по напряжению операционного усилителя, что приводило к насыщению выходного напряжения практически при любой величине дифференциального напряжения, подаваемого между двумя входными клеммами. Это хорошо, если мы хотим, чтобы операционный усилитель работал как компаратор, но если мы хотим, чтобы операционный усилитель вел себя как настоящий усилитель , нам нужно, чтобы он демонстрировал управляемое усиление по напряжению.

Поскольку мы не можем позволить себе роскошь разбирать интегральную схему операционного усилителя и изменять значения резисторов для получения меньшего коэффициента усиления по напряжению, мы ограничены внешними соединениями и компонентами.На самом деле это не недостаток, как можно было бы подумать, потому что сочетание чрезвычайно высокого коэффициента усиления по напряжению без обратной связи в сочетании с обратной связью позволяет нам использовать операционный усилитель для гораздо более широкого круга целей, гораздо проще, чем если бы мы возможность модификации его внутренней схемы.

Если мы подключим выход операционного усилителя к его инвертирующему (-) входу, выходное напряжение будет искать любой уровень, необходимый для баланса напряжения инвертирующего входа с напряжением, приложенным к неинвертирующему (+) входу.Если эта обратная связь является прямой, как в прямом отрезке провода, выходное напряжение будет точно «следовать» неинвертирующему входному напряжению. В отличие от схемы повторителя напряжения , состоящей из одного транзистора (см. главу 5: Дискретные полупроводниковые схемы), которая аппроксимировала входное напряжение с точностью до нескольких десятых долей вольта, эта схема повторителя напряжения будет выдавать напряжение с точностью до микровольт . входного напряжения!

Измерьте входное напряжение этой схемы с помощью вольтметра, подключенного между неинвертирующей (+) входной клеммой операционного усилителя и заземлением цепи (отрицательная сторона источника питания), и выходное напряжение между выходной клеммой операционного усилителя и землей цепи.Наблюдайте, как выходное напряжение операционного усилителя соответствует входному напряжению, когда вы регулируете потенциометр в его диапазоне.

Вы можете напрямую измерить разницу или ошибку между выходным и входным напряжениями, подключив вольтметр между двумя входными клеммами операционного усилителя. На протяжении большей части диапазона потенциометра это напряжение ошибки должно быть почти нулевым.

Попробуйте переместить потенциометр в одно из крайних положений, далеко по часовой стрелке или далеко против часовой стрелки.Измерьте напряжение ошибки или сравните выходное напряжение с входным. Вы замечаете что-нибудь необычное? Если вы используете операционный усилитель модели 1458 или модели 353 для этого эксперимента, вы должны измерить существенное напряжение ошибки или разницу между выходом и входом. Многие операционные усилители, в том числе указанные модели, не могут «качнуть» свое выходное напряжение точно до уровня полного напряжения питания («рельса»). При этом напряжения «рейки» составляют +18 вольт и 0 вольт соответственно. Из-за ограничений во внутренней схеме 1458 его выходное напряжение не может точно достичь этих верхних и нижних пределов.Вы можете обнаружить, что он может работать только в пределах одного или двух вольт от «рельсов» источника питания. Это очень важное ограничение, которое необходимо учитывать при проектировании схем с использованием операционных усилителей. Если в схеме требуется полный размах выходного напряжения «rail-to-rail», можно выбрать другие модели операционных усилителей, которые предлагают эту возможность. Модель 3130 является одним из таких операционных усилителей.

Цепи точного повторителя напряжения полезны, если усиливаемый сигнал напряжения не выдерживает «нагрузки»; то есть, если он имеет высокое сопротивление источника.Поскольку повторитель напряжения по определению имеет коэффициент усиления по напряжению, равный 1, его цель не связана с усилением напряжения, а скорее с усилением способности сигнала подавать тока на нагрузку.

Повторители напряжения имеют еще одно важное применение для сборщиков схем: они позволяют проводить простые линейные испытания операционного усилителя. Один из методов устранения неполадок, который я рекомендую, состоит в том, чтобы упростить и перестроить . Предположим, вы строите схему, используя один или несколько операционных усилителей для выполнения некоторых дополнительных функций.Если кажется, что один из этих операционных усилителей вызывает проблемы, и вы подозреваете, что он может быть неисправен, попробуйте повторно подключить его как простой повторитель напряжения и посмотреть, работает ли он в этом качестве. Операционный усилитель, который не может работать как повторитель напряжения, уж точно не будет работать как что-то более сложное!

КОМПЬЮТЕРНОЕ МОДЕЛИРОВАНИЕ

Схема с номерами узлов SPICE:

Netlist (создайте текстовый файл, содержащий следующий текст, дословно):

Повторитель напряжения
винпут 1 0
rbogus 1 0 1мег
e1 2 0 1 2 999 мегабайт
rload 2 0 10k
.постоянный ток винпут 5 5 1
.print постоянный ток v (1,0) v (2,0) v (1,2)
.конец
 

Идеальный операционный усилитель можно смоделировать в SPICE с использованием зависимого источника напряжения (e1 в списке соединений). Выходные узлы указываются первыми (2 0), затем два входных узла, сначала неинвертирующий вход (1 2). Коэффициент усиления без обратной связи указывается последним (999 мэг) в зависимой линии источника напряжения.

Поскольку SPICE рассматривает входной импеданс зависимого источника как бесконечный, необходимо включить некоторую конечную величину сопротивления, чтобы избежать ошибки анализа.В этом заключается цель R bogus : обеспечить путь постоянного тока к земле для источника напряжения V input . Такие «фиктивные» сопротивления должны быть сколь угодно большими. В этом моделировании я выбрал 1 МОм для фиктивного значения R .

Нагрузочный резистор включен в схему почти по той же причине: чтобы обеспечить путь постоянного тока для тока на выходе зависимого источника напряжения. Как видите, SPICE не любит открытых цепей!



ЧАСТИ И МАТЕРИАЛЫ

  • Операционный усилитель, рекомендуется модель 1458 или 353 (каталог Radio Shack № 276-038 и 900-6298 соответственно)
  • Три 6-вольтовые батареи
  • Два потенциометра 10 кОм, линейный конус (каталожный номер Radio Shack 271-1715)

ПЕРЕКРЕСТНЫЕ ССЫЛКИ

Уроки электрических цепей , Том 3, глава 8: «Операционные усилители»

ЦЕЛИ ОБУЧЕНИЯ

  • Как использовать операционный усилитель в качестве несимметричного усилителя
  • Использование разделенной отрицательной обратной связи

ПРИНЦИПАЛЬНАЯ СХЕМА

ИЛЛЮСТРАЦИЯ

ИНСТРУКЦИИ

Эта схема отличается от повторителя напряжения только в одном отношении: выходное напряжение «подается обратно» на инвертирующий (-) вход через потенциометр, делящий напряжение, а не напрямую.Если только часть выходного напряжения подается обратно на инвертирующий вход, операционный усилитель будет выводить соответствующее кратное напряжение, измеренное на неинвертирующем (+) входе, поддерживая входное дифференциальное напряжение близким к нулю. Другими словами, операционный усилитель теперь будет работать как усилитель с регулируемым коэффициентом усиления по напряжению, который определяется положением потенциометра обратной связи (R 2 ).

Установите R 2 примерно в среднее положение.Это должно дать усиление по напряжению примерно в 2 раза. Измерьте как входное, так и выходное напряжение для нескольких положений входного потенциометра R 1 . Переместите R 2 в другое положение и повторите измерения напряжения для нескольких положений R 1 . Для любого заданного положения R 2 соотношение между выходным и входным напряжением должно быть одинаковым.

Вы также заметите, что входное и выходное напряжения всегда положительны по отношению к земле.Поскольку выходное напряжение увеличивается в положительном направлении при положительном увеличении входного напряжения, этот усилитель называется неинвертирующим . Если бы выходное и входное напряжения были связаны друг с другом обратным образом (т. Е. Положительное увеличение входного напряжения приводит к положительному уменьшению или отрицательному увеличению выходного сигнала), то усилитель был бы известен как инвертирующий тип .

Возможность использовать операционный усилитель таким образом для создания усилителя с регулируемым коэффициентом усиления по напряжению делает эту схему чрезвычайно полезной.Для создания аналогичной схемы с использованием дискретных транзисторов потребовалось бы немного больше усилий по проектированию и устранению неполадок.

Попробуйте настроить R 2 для максимального и минимального коэффициента усиления по напряжению. Каков наименьший коэффициент усиления по напряжению для , достижимый с этой конфигурацией усилителя? Как вы думаете, почему это так?

КОМПЬЮТЕРНОЕ МОДЕЛИРОВАНИЕ

Схема с номерами узлов SPICE:

Netlist (создайте текстовый файл, содержащий следующий текст, дословно):

Неинвертирующий усилитель
винпут 1 0
р2 3 2 5к
р1 2 0 5к
rbogus 1 0 1мег
e1 3 0 1 2 999 мегабайт
rload 3 0 10k
.постоянный ток винпут 5 5 1
.print постоянный ток v (1,0) v (3,0)
.конец
 

Когда R 1 и R 2 равны 5 кОм в моделировании, это имитирует потенциометр обратной связи реальной схемы в среднем положении (50%). Чтобы имитировать потенциометр в положении 75%, установите R 2 на 7,5 кОм и R 1 на 2,5 кОм.



ЧАСТИ И МАТЕРИАЛЫ

  • Операционный усилитель, рекомендуется модель TL082 (каталог Radio Shack № 276-1715)
  • Операционный усилитель, рекомендуется модель LM1458 (каталог Radio Shack № 276-038)
  • Четыре батареи по 6 В
  • Перемещение на один метр, полное отклонение 1 мА (каталог Radio Shack № 22-410)
  • Прецизионный резистор 15 кОм
  • Четыре резистора по 1 МОм

Механизм на 1 мА, продаваемый Radio Shack, рекламируется как измеритель на 0-15 В постоянного тока, но на самом деле это механизм на 1 мА, продаваемый с множительным резистором 15 кОм +/- 1% допуска.Если у вас есть этот измерительный прибор Radio Shack, вы можете использовать входящий в комплект резистор 15 кОм для резистора, указанного в списке деталей.

Этот измерительный эксперимент основан на операционном усилителе с JFET-входом, таком как TL082. Другой операционный усилитель (модель 1458) используется в этом эксперименте, чтобы продемонстрировать отсутствие защелкивания: проблема, присущая TL082.

Вам не нужны резисторы 1 МОм, ровно . Подойдут любые резисторы с очень высоким сопротивлением.

ПЕРЕКРЕСТНЫЕ ССЫЛКИ

Уроки электрических цепей , Том 3, глава 8: «Операционные усилители»

ЦЕЛИ ОБУЧЕНИЯ

  • Нагрузка вольтметра: ее причины и решение
  • Как сделать высокоимпедансный вольтметр на операционном усилителе
  • Что такое «защелкивание» операционного усилителя и как его избежать

ПРИНЦИПАЛЬНАЯ СХЕМА

ИЛЛЮСТРАЦИЯ

ИНСТРУКЦИИ

Идеальный вольтметр имеет бесконечное входное сопротивление, а это означает, что он потребляет нулевой ток из тестируемой цепи.Таким образом, не будет «воздействия» на цепь при измерении напряжения. Чем больший ток потребляет вольтметр от тестируемой цепи, тем больше измеренное напряжение будет «проседать» под действием нагрузки измерителя, подобно манометру, выпускающему воздух из измеряемой шины: шина, тем больше давление в шине будет затронуто в процессе измерения. Эта нагрузка более выражена в цепях с большим сопротивлением, таких как делитель напряжения, выполненный из резисторов сопротивлением 1 МОм, показанный на принципиальной схеме.

Если бы вы построили простой вольтметр с диапазоном 0-15 вольт, соединив измерительный прибор на 1 мА последовательно с прецизионным резистором на 15 кОм, и попытались бы использовать этот вольтметр для измерения напряжений на TP1, TP2 или TP3 (относительно земля), вы столкнетесь с серьезными ошибками измерения, вызванными «воздействием» измерителя:

Попробуйте использовать измерительный прибор и резистор 15 кОм, как показано, для измерения этих трех напряжений.Счетчик показывает ложно высокое или ложно низкое значение? Как вы думаете, почему это так?

Если бы мы увеличили входной импеданс измерителя, мы уменьшили бы потребляемый им ток или «нагрузку» на тестируемую цепь и, следовательно, повысили бы точность его измерения. Операционный усилитель с входами с высоким импедансом (с использованием входного каскада на транзисторе JFET, а не входного каскада BJT) хорошо подходит для этого приложения.

Обратите внимание, что движение измерителя является частью контура обратной связи операционного усилителя от выхода к инвертирующему входу.Эта схема управляет движением измерителя с током, пропорциональным напряжению, подаваемому на неинвертирующий (+) вход, необходимый ток подается непосредственно от батарей через контакты питания операционного усилителя, а не от тестируемой схемы через тестовый щуп. Диапазон измерителя устанавливается резистором, соединяющим инвертирующий (-) вход с землей.

Соберите схему измерителя операционного усилителя, как показано, и повторите измерения напряжения на TP1, TP2 и TP3. На этот раз вы должны добиться гораздо большего успеха, поскольку измеритель точно измеряет эти напряжения (приблизительно 3, 6 и 9 вольт соответственно).

Вы можете убедиться в чрезвычайной чувствительности этого вольтметра, прикоснувшись одной рукой к испытательному щупу, а другой к самой положительной клемме аккумулятора. Обратите внимание, как вы можете двигать стрелку вверх по шкале, просто измеряя напряжение батареи через сопротивление вашего тела: невозможный подвиг с оригинальной схемой вольтметра без усилителя. Если вы прикоснетесь тестовым щупом к земле, прибор должен показывать ровно 0 вольт.

После того, как вы убедились, что эта схема работает, измените ее, изменив блок питания с двухканального на раздельный.Это влечет за собой удаление центрального отвода заземления между 2-й и 3-й батареями и вместо этого заземление дальней отрицательной клеммы батареи:

Это изменение в источнике питания увеличивает напряжения на TP1, TP2 и TP3 до 6, 12 и 18 вольт соответственно. С резистором диапазона 15 кОм и подвижкой измерителя на 1 мА измерение 18 вольт будет слегка «привязывать» измеритель, но вы должны иметь возможность измерять контрольные точки 6 и 12 вольт очень хорошо.

Попробуйте прикоснуться щупом измерительного прибора к земле. Этот должен привести стрелку счетчика точно к 0 вольт, как и раньше, но этого не произойдет! Здесь происходит явление операционного усилителя, называемое latch-up : когда выход операционного усилителя достигает положительного напряжения, когда входное синфазное напряжение превышает допустимый предел. В этом случае, как и во многих операционных усилителях с JFET-входом, ни один вход не должен приближаться к напряжению любой шины питания.При одиночном питании отрицательная шина питания операционного усилителя имеет потенциал земли (0 вольт), поэтому заземление тестового щупа приводит неинвертирующий (+) вход точно к этому напряжению шины. Это плохо для операционного усилителя JFET и приводит к сильному положительному выходному сигналу, хотя кажется, что это не так, исходя из того, как должны работать операционные усилители.

Когда операционный усилитель работал на «двойном» источнике питания (+12/-12 вольт, а не на «одиночном» источнике питания +24 вольта), отрицательная шина питания находилась на расстоянии 12 вольт от земли (0 вольт), поэтому заземление тестовый пробник не нарушил ограничение синфазного напряжения операционного усилителя.Однако с «единичным» питанием +24 вольта у нас возникла проблема. Обратите внимание, что некоторые операционные усилители не «запираются», как это делает модель TL082. Вы можете заменить TL082 на операционный усилитель LM1458, который совместим по выводам (никаких изменений в разводке макетной платы не требуется). Модель 1458 не будет «защелкиваться», когда тестовый щуп заземлен, хотя вы все равно можете получить неверные показания измерителя, если измеренное напряжение точно равно отрицательной шине питания. Как правило, вы всегда должны быть уверены, что напряжение на шине питания операционного усилителя превышает ожидаемое входное напряжение.



ЧАСТИ И МАТЕРИАЛЫ

  • Четыре батареи по 6 В
  • Операционный усилитель, рекомендуется модель 1458 (каталог Radio Shack № 276-038)
  • Один потенциометр 10 кОм, линейный конус (каталожный номер Radio Shack 271-1715)
  • Два конденсатора по 0,1 мкФ каждый, неполяризованные (каталог Radio Shack № 272-135)
  • Два резистора по 100 кОм
  • Три резистора по 1 МОм

Для этого эксперимента с интегратором подойдет практически любая модель операционного усилителя, но я отдаю предпочтение модели 1458, а не 353, потому что 1458 имеет гораздо более высокие входные токи смещения.Обычно высокий входной ток смещения является плохой характеристикой для операционного усилителя в схеме прецизионного усилителя постоянного тока (и особенно в схеме интегратора!). Тем не менее, я хочу, чтобы ток смещения был высоким, чтобы можно было преувеличить его плохие последствия, и чтобы вы узнали один метод противодействия его последствиям.

ПЕРЕКРЕСТНЫЕ ССЫЛКИ

Уроки электрических цепей , Том 3, глава 8: «Операционные усилители»

ЦЕЛИ ОБУЧЕНИЯ

  • Способ ограничения диапазона потенциометра
  • Назначение схемы интегратора
  • Как компенсировать ток смещения операционного усилителя

ПРИНЦИПАЛЬНАЯ СХЕМА

ИЛЛЮСТРАЦИЯ

ИНСТРУКЦИИ

Как видно из принципиальной схемы, потенциометр подключается к «рейкам» источника питания через резисторы 100 кОм, по одному на каждом конце.Это сделано для ограничения диапазона потенциометра, так что полное движение создает довольно небольшой диапазон входных напряжений для работы операционного усилителя. В одном крайнем положении потенциометра на движке потенциометра будет создаваться напряжение около 0,5 вольт (относительно точки заземления в середине последовательного ряда батарей). В другом крайнем случае движения будет создаваться напряжение около -0,5 вольта. Когда потенциометр находится в мертвой точке, напряжение стеклоочистителя должно равняться нулю вольт.

Подключите вольтметр между выходной клеммой операционного усилителя и точкой заземления схемы. Медленно перемещайте потенциометр, контролируя выходное напряжение. Выходное напряжение должно быть , изменяющимся на со скоростью, определяемой отклонением потенциометра от нулевого (центрального) положения. Используя термины исчисления, мы бы сказали, что выходное напряжение представляет собой интеграл (относительно времени) функции входного напряжения.То есть уровень входного напряжения устанавливает скорость изменения выходного напряжения во времени . Это прямо противоположно дифференцированию , где производная сигнала или функции представляет собой ее мгновенную скорость изменения.

Если у вас есть два вольтметра, вы можете легко увидеть эту взаимосвязь между входным напряжением и скоростью изменения выходного напряжения , измерив напряжение движка (между щупом потенциометра и землей) одним измерителем и выходное напряжение (между выходом операционного усилителя). клемма и земля) с другим.Настройка потенциометра на ноль вольт должна привести к наименьшей скорости изменения выходного напряжения. И наоборот, чем больше напряжение на входе в эту схему, тем быстрее будет изменяться ее выходное напряжение, или «линейно».

Попробуйте подключить второй конденсатор 0,1 мкФ параллельно первому. Это удвоит величину емкости в контуре обратной связи операционного усилителя. Какое влияние это оказывает на скорость интегрирования схемы для любого заданного положения потенциометра?

Попробуйте подключить еще один резистор 1 МОм параллельно входному резистору (резистор, соединяющий движок потенциометра с инвертирующим выводом операционного усилителя).Это вдвое уменьшит входное сопротивление интегратора. Как это влияет на скорость интегрирования схемы?

Схемы интегратора — одна из основных функций «строительного блока» аналогового компьютера. Соединив схемы интеграторов с усилителями, сумматорами и потенциометрами (делителями), можно было смоделировать почти любое дифференциальное уравнение, а решения получить путем измерения напряжений, полученных в различных точках сети цепей. Поскольку дифференциальные уравнения описывают очень много физических процессов, аналоговые компьютеры полезны в качестве симуляторов.До появления современных цифровых компьютеров инженеры использовали аналоговые компьютеры для моделирования таких процессов, как вибрация механизмов, траектория ракеты и реакция системы управления. Несмотря на то, что аналоговые компьютеры считаются устаревшими по современным стандартам, составляющие их компоненты по-прежнему хорошо работают в качестве инструментов для изучения концепций исчисления.

Перемещайте потенциометр до тех пор, пока выходное напряжение операционного усилителя не станет настолько близким к нулю, насколько это возможно, и двигайте его настолько медленно, насколько это возможно.Отсоедините вход интегратора от клеммы потенциометра и вместо этого подключите его к земле, например:

Подача нулевого напряжения на вход схемы интегратора в идеале должна привести к тому, что скорость изменения выходного напряжения будет равна нулю. Когда вы вносите это изменение в схему, вы должны заметить, что выходное напряжение остается на постоянном уровне или изменяется очень медленно.

Когда вход интегратора все еще закорочен на землю, замкните резистор 1 МОм, соединяющий неинвертирующий (+) вход операционного усилителя с землей.В идеальной схеме операционного усилителя не должно быть необходимости в этом резисторе, поэтому, замкнув его, мы увидим, какую функцию он выполняет в этой самой реальной схеме операционного усилителя :

Как только «заземляющий» резистор замкнут перемычкой, выходное напряжение операционного усилителя начнет изменяться или дрейфовать. В идеале этого не должно происходить, потому что схема интегратора по-прежнему имеет входной сигнал нулевого вольта.Однако настоящие операционные усилители имеют очень небольшую величину тока, поступающего на каждую входную клемму, которая называется током смещения . Эти токи смещения будут сбрасывать напряжение на любом сопротивлении на своем пути. Поскольку входной резистор 1 МОм проводит некоторый ток смещения независимо от величины входного сигнала, он будет падать напряжение на своих клеммах из-за тока смещения, тем самым «смещая» величину напряжения сигнала, видимого на инвертирующем выводе операционного усилителя. Если другой (неинвертирующий) вход подключен непосредственно к земле, как мы сделали здесь, это напряжение «смещения», возникающее из-за падения напряжения, вызванного током смещения, заставит схему интегратора медленно «интегрировать», как если бы она получала очень маленькое входное напряжение. сигнал.

«Заземляющий» резистор более известен как компенсирующий резистор , потому что он действует для компенсации ошибок напряжения, создаваемых током смещения. Поскольку токи смещения через каждый входной вывод операционного усилителя примерно равны друг другу, одинаковое сопротивление, размещенное на пути каждого тока смещения, вызовет примерно одинаковое падение напряжения. Равные падения напряжения, наблюдаемые на дополнительных входах операционного усилителя, компенсируют друг друга, тем самым сводя на нет ошибку, в противном случае вызванную током смещения.

Удалите перемычку, замыкающую компенсирующий резистор, и обратите внимание, как выход операционного усилителя возвращается в относительно стабильное состояние. Он все еще может немного дрейфовать, скорее всего, из-за ошибки напряжения смещения в самом операционном усилителе, но это совсем другая тема!

КОМПЬЮТЕРНОЕ МОДЕЛИРОВАНИЕ

Схема с номерами узлов SPICE:

Netlist (создайте текстовый файл, содержащий следующий текст, дословно):

интегратор постоянного тока
вывод 1 0 постоянного тока 0.05
r1 1 2 1мег
c1 2 3 0,1u ic=0
e1 3 0 0 2 999k
.tran 1 30 ед.
.plot транс v(1,0) v(3,0)
.конец
 


ЧАСТИ И МАТЕРИАЛЫ

  • Две батареи по 6 В
  • Один конденсатор, 0,1 мкФ, неполяризованный (каталог Radio Shack № 272-135)
  • Одна микросхема таймера 555 (№ по каталогу Radio Shack 276-1723)
  • Два светодиода (каталожный номер Radio Shack 276-026 или аналогичный)
  • Один резистор 1 МОм
  • Один резистор 100 кОм
  • Два резистора по 510 Ом
  • Аудиодетектор с наушниками
  • Осциллограф (рекомендуется, но не обязателен)

Осциллограф был бы полезен при анализе форм сигналов, создаваемых этой схемой, но это не обязательно.Аудиодетектор — очень полезная часть тестового оборудования для этого эксперимента, особенно если у вас нет осциллографа.

ПЕРЕКРЕСТНЫЕ ССЫЛКИ

Уроки электрических цепей , Том 4, глава 10: «Мультивибраторы»

ЦЕЛИ ОБУЧЕНИЯ

  • Как использовать таймер 555 в качестве нестабильного мультивибратора
  • Рабочее знание рабочего цикла

ПРИНЦИПАЛЬНАЯ СХЕМА

ИЛЛЮСТРАЦИЯ

ИНСТРУКЦИИ

Интегральная схема «555» представляет собой таймер общего назначения, полезный для множества функций.В этом эксперименте мы исследуем его использование в качестве нестабильного мультивибратора или генератора. Подключенный к конденсатору и двум резисторам, как показано, он будет свободно колебаться, заставляя светодиоды включаться и выключаться с выходным напряжением прямоугольной формы.

Эта схема работает по принципу попеременной зарядки и разрядки конденсатора. Контроллер 555 начинает разряжать конденсатор, заземляя клемму Disch, когда напряжение, определенное клеммой Thresh, превышает 2/3 напряжения источника питания (V cc ).Он перестает разряжать конденсатор, когда напряжение, определенное клеммой Trig, падает ниже 1/3 напряжения источника питания. Таким образом, когда обе клеммы Thresh и Trig подключены к положительной клемме конденсатора, напряжение на конденсаторе будет циклически изменяться между 1/3 и 2/3 напряжения питания по «пилообразной» схеме.

Во время цикла зарядки конденсатор получает зарядный ток через последовательную комбинацию резисторов 1 МОм и 100 кОм. Как только клемма Disch на таймере 555 переходит к потенциалу земли (транзистор внутри 555, подключенный между этой клеммой и землей, включается), ток разряда конденсатора должен проходить только через резистор 100 кОм.В результате постоянная времени RC намного больше для зарядки, чем для разрядки, в результате чего время зарядки значительно превышает время разрядки.

Клемма Out 555 формирует прямоугольный сигнал напряжения, который является «высоким» (почти V cc ), когда конденсатор заряжается, и «низким» (почти 0 вольт), когда конденсатор разряжается. Этот чередующийся сигнал высокого/низкого напряжения управляет двумя светодиодами в противоположных режимах: когда один горит, другой выключен.Поскольку время зарядки и разрядки конденсатора неодинаково, «высокое» и «низкое» время выходного прямоугольного сигнала также будут неодинаковыми. Это видно по относительной яркости двух светодиодов: один будет намного ярче другого, потому что в каждом цикле он горит дольше.

Равенство или неравенство между «высоким» и «низким» временем прямоугольной волны выражается как рабочий цикл этой волны .Прямоугольная волна с рабочим циклом 50% совершенно симметрична: ее «высокое» время точно равно ее «низкому» времени. Говорят, что прямоугольная волна, которая является «высокой» 10% времени и «низкой» 90% времени, имеет рабочий цикл 10%. В этой схеме форма выходного сигнала имеет «высокое» время, превышающее «низкое» время, что приводит к коэффициенту заполнения более 50%.

Используйте аудиодетектор (или осциллограф), чтобы исследовать различные формы сигналов напряжения, создаваемые этой схемой.Попробуйте разные номиналы резисторов и/или конденсаторов, чтобы увидеть, как они влияют на выходную частоту или время заряда/разряда.



ЧАСТИ И МАТЕРИАЛЫ

  • Две батареи по 6 В
  • Один конденсатор, электролитический 470 мкФ, 35 Вт постоянного тока (каталожный номер Radio Shack 272-1030 или аналогичный)
  • Один конденсатор, 0,1 мкФ, неполяризованный (каталог Radio Shack № 272-135)
  • Одна микросхема таймера 555 (№ по каталогу Radio Shack 276-1723)
  • Два PNP-транзистора — рекомендуются модели 2N2907 или 2N3906 (каталог Radio Shack № 276-1604 — это набор из пятнадцати PNP-транзисторов, идеально подходящий для этого и других экспериментов)
  • Два светодиода (каталожный номер Radio Shack 276-026 или аналогичный)
  • Один резистор 100 кОм
  • Один резистор 47 кОм
  • Два резистора по 510 Ом
  • Аудиодетектор с наушниками

Номинальное напряжение на конденсаторе 470 мкФ не критично, если оно значительно превышает максимальное напряжение источника питания.В этой конкретной схеме это максимальное напряжение составляет 12 вольт. Убедитесь, что вы подключили этот конденсатор в цепи правильно, соблюдая полярность!

ПЕРЕКРЕСТНЫЕ ССЫЛКИ

Уроки электрических цепей , Том 1, глава 13: «Конденсаторы»

Уроки электрических цепей , Том 4, глава 10: «Мультивибраторы»

ЦЕЛИ ОБУЧЕНИЯ

  • Как использовать таймер 555 в качестве нестабильного мультивибратора
  • Практическое применение токового зеркала
  • Понимание взаимосвязи между током конденсатора и скоростью изменения напряжения конденсатора

ПРИНЦИПАЛЬНАЯ СХЕМА

ИЛЛЮСТРАЦИЯ

ИНСТРУКЦИИ

Опять же, мы используем микросхему таймера 555 в качестве нестабильного мультивибратора или генератора.Однако на этот раз мы сравним его работу в двух разных режимах зарядки конденсаторов: традиционном RC и постоянном токе.

Подключение контрольной точки №1 (TP1) к контрольной точке №3 (TP3) с помощью перемычки. Это позволяет конденсатору заряжаться через резистор 47 кОм. Когда конденсатор достигает 2/3 напряжения питания, таймер 555 переключается в режим «разрядки» и практически сразу разряжает конденсатор до уровня 1/3 напряжения питания. В этот момент цикл зарядки начинается снова.Измерьте напряжение непосредственно на конденсаторе с помощью вольтметра (предпочтительнее цифровой вольтметр) и отметьте скорость зарядки конденсатора с течением времени. Сначала оно должно быстро возрастать, а затем уменьшаться по мере увеличения напряжения питания до 2/3, как и следовало ожидать от RC-цепи зарядки.

Снимите перемычку с TP3 и снова подключите ее к TP2. Это позволяет заряжать конденсатор через ветвь управляемого тока схемы токового зеркала, образованной двумя PNP-транзисторами.Снова измерьте напряжение непосредственно на конденсаторе, отметив разницу в скорости зарядки с течением времени по сравнению с последней конфигурацией схемы.

При подключении TP1 к TP2 конденсатор получает почти постоянный зарядный ток. Постоянный зарядный ток конденсатора дает линейную кривую напряжения, описываемую уравнением i = C(de/dt). Если ток конденсатора постоянен, то будет и скорость изменения его напряжения с течением времени. В результате получается «линейный» сигнал, а не «пилообразный»:

Зарядный ток конденсатора можно измерить напрямую, заменив перемычку амперметром.Амперметр нужно будет настроить на измерение тока в диапазоне сотен микроампер (десятых долей миллиампер). Подключенный между TP1 и TP3, вы должны увидеть ток, который начинается с относительно высокого значения в начале цикла зарядки и сужается к концу. Однако при подключении между TP1 и TP2 ток будет намного более стабильным.

На данный момент это интересный эксперимент по изменению температуры любого токового зеркального транзистора, касаясь его пальцем.Когда транзистор нагревается, он будет проводить больший ток коллектора при том же напряжении база-эмиттер. Если прикоснуться к транзистору , управляющему транзистором (тот, который подключен к резистору 100 кОм), ток уменьшится. Если прикоснуться к управляемому транзистору , ток увеличивается. Для наиболее стабильной работы токового зеркала два транзистора должны быть склеены вместе, чтобы их температуры никогда не различались на сколько-нибудь существенную величину.

Эта схема работает так же хорошо на высоких частотах, как и на низких.Замените конденсатор емкостью 470 мкФ на конденсатор емкостью 0,1 мкФ и с помощью аудиодетектора определите форму волны напряжения на выходной клемме 555. Детектор должен издавать звуковой тон, который легко услышать. Напряжение конденсатора теперь будет изменяться слишком быстро, чтобы его можно было увидеть с помощью вольтметра в режиме постоянного тока, но мы все еще можем измерить ток конденсатора с помощью амперметра.

С амперметром, подключенным между TP1 и TP3 (режим RC), измерьте как микроампер постоянного тока, так и микроампер переменного тока.Запишите эти текущие цифры на бумаге. Теперь подключите амперметр между TP1 и TP2 (режим постоянного тока). Измерьте как микроампер постоянного тока, так и микроампер переменного тока, отмечая любые различия в показаниях тока между этой конфигурацией схемы и последней. Измерение переменного тока в дополнение к постоянному току — это простой способ определить, какая конфигурация схемы обеспечивает наиболее стабильный зарядный ток. Если бы схема токового зеркала была идеальной — ток заряда конденсатора абсолютно постоянен — переменный ток, измеренный измерителем, был бы равен нулю.



ЧАСТИ И МАТЕРИАЛЫ

  • Четыре батареи по 6 В
  • Один конденсатор, электролитический 100 мкФ, 35 Вт постоянного тока (каталожный номер Radio Shack 272-1028 или аналогичный)
  • Один конденсатор, 0,1 мкФ, неполяризованный (каталог Radio Shack № 272-135)
  • Одна микросхема таймера 555 (№ по каталогу Radio Shack 276-1723)
  • Двойной операционный усилитель, рекомендуется модель 1458 (каталог Radio Shack № 276-038)
  • Один силовой транзистор NPN — (каталожный номер Radio Shack 276-2041 или аналогичный)
  • Три выпрямительных диода 1N4001 (№ по каталогу Radio Shack 276-1101)
  • Один потенциометр 10 кОм, линейный конус (каталожный номер Radio Shack 271-1715)
  • Один резистор 33 кОм
  • Фонарь автомобильного заднего фонаря, 12 В
  • Аудиодетектор с наушниками

ПЕРЕКРЕСТНЫЕ ССЫЛКИ

Уроки электрических цепей , Том 3, глава 8: «Операционные усилители»

Уроки электрических цепей , Том 2, глава 7: «Сигналы переменного тока смешанной частоты»

ЦЕЛИ ОБУЧЕНИЯ

  • Как использовать таймер 555 в качестве нестабильного мультивибратора
  • Как использовать операционный усилитель в качестве компаратора
  • Как использовать диоды для снижения нежелательного постоянного напряжения
  • Как управлять мощностью нагрузки с помощью широтно-импульсной модуляции

ПРИНЦИПАЛЬНАЯ СХЕМА

ИЛЛЮСТРАЦИЯ

ИНСТРУКЦИИ

Эта схема использует таймер 555 для генерации пилообразного напряжения на конденсаторе, а затем сравнивает этот сигнал с постоянным напряжением, обеспечиваемым потенциометром, используя операционный усилитель в качестве компаратора.Сравнение этих двух сигналов напряжения дает прямоугольный сигнал на выходе операционного усилителя, рабочий цикл которого варьируется в зависимости от положения потенциометра. Этот сигнал с переменным рабочим циклом затем управляет базой силового транзистора, коммутируя ток и отключая его через нагрузку. Частота колебаний 555 намного выше, чем способность нити накала лампы к тепловому циклу (нагреву и охлаждению), поэтому любое изменение рабочего цикла или ширины импульса влияет на контроль общей мощности, рассеиваемой нагрузкой с течением времени.

Управление электроэнергией через нагрузку посредством быстрого включения и выключения и изменения времени «включения» известно как широтно-импульсная модуляция или ШИМ . Это очень эффективное средство управления электрической мощностью, поскольку управляющий элемент (мощный транзистор) рассеивает сравнительно небольшую мощность при включении и выключении, особенно по сравнению с мощностью, рассеиваемой реостатом в аналогичной ситуации.Когда транзистор находится в состоянии отсечки, его рассеиваемая мощность равна нулю, поскольку через него не протекает ток. Когда транзистор насыщен, его рассеяние очень мало, потому что между коллектором и эмиттером падает небольшое напряжение, пока он проводит ток.

ШИМ — это концепция, которую легче понять с помощью экспериментов, чем чтения. Было бы неплохо просмотреть напряжение конденсатора, напряжение потенциометра и выходные сигналы операционного усилителя на одном (с тремя дорожками) осциллографе, чтобы увидеть, как они соотносятся друг с другом и с мощностью нагрузки.Однако у большинства из нас нет доступа к осциллографу с тремя трассами, не говоря уже о каком-либо осциллографе вообще, поэтому альтернативный метод состоит в том, чтобы замедлить генератор 555 настолько, чтобы три напряжения можно было сравнить с простым вольтметром постоянного тока. Замените конденсатор емкостью 0,1 мкФ на конденсатор емкостью 100 мкФ или больше. Это замедлит частоту колебаний по меньшей мере в тысячу раз, что позволит вам измерять напряжение конденсатора медленно, возрастает со временем, а выходной сигнал операционного усилителя переходит от «высокого» к «низкому», когда напряжение конденсатора становится равным больше, чем напряжение потенциометра.При такой медленной частоте колебаний мощность нагрузки не будет пропорциональна, как раньше. Вместо этого лампа будет включаться и выключаться через равные промежутки времени. Не стесняйтесь экспериментировать с другими значениями конденсатора или резистора, чтобы ускорить колебания настолько, чтобы лампа никогда полностью не включалась и не выключалась, а «дросселировалась» быстрыми импульсами включения и выключения транзистора.

Когда вы изучите схему, вы заметите два операционных усилителя , соединенных параллельно.Это делается для того, чтобы обеспечить максимальный выходной ток на вывод базы силового транзистора. Один операционный усилитель (половина микросхемы 1458) может быть не в состоянии обеспечить достаточный выходной ток для насыщения транзистора, поэтому два операционных усилителя используются в тандеме. Это следует делать только в том случае, если рассматриваемые операционные усилители защищены от перегрузки, каковыми являются операционные усилители серии 1458. В противном случае возможно (хотя и маловероятно), что один операционный усилитель может включиться раньше другого, и повреждение может произойти из-за короткого замыкания двух выходов (одновременно на одном «высоком», а на другом «низком»).Встроенная защита от короткого замыкания, предлагаемая 1458, позволяет напрямую управлять базой силового транзистора без необходимости использования токоограничивающего резистора.

Три последовательно соединенных диода, соединяющие выходы операционных усилителей с базой транзистора, предназначены для сброса напряжения и обеспечения отключения транзистора, когда выходы операционных усилителей становятся «низкими». Поскольку операционный усилитель 1458 не может полностью качнуть свое выходное напряжение до потенциала земли, а только в пределах примерно 2 вольт от земли, прямое подключение операционного усилителя к транзистору означало бы, что транзистор никогда полностью не выключится.Последовательное добавление трех кремниевых диодов падает приблизительно на 2,1 вольта (0,7 вольта, умноженное на 3), чтобы обеспечить минимальное напряжение на базе транзистора, когда выходы операционного усилителя становятся «низкими».

Интересно послушать выходной сигнал операционного усилителя через аудиодетектор, поскольку потенциометр настраивается по всему диапазону его движения. Регулировка потенциометра не влияет на частоту сигнала, но сильно влияет на рабочий цикл. Обратите внимание на разницу в качестве тона, или тембр , так как потенциометр изменяет рабочий цикл от 0% до 50% и до 100%.Изменение рабочего цикла приводит к изменению гармонического содержания формы волны, что приводит к другому звучанию тона.

Вы можете заметить особую уникальность звука, слышимого через наушники детектора, когда потенциометр находится в центральном положении (50 % рабочего цикла — 50 % мощности нагрузки), по сравнению с неким сходством звука чуть выше или ниже 50 % рабочего цикла. Это связано с отсутствием или наличием гармоник с четными номерами. Любая форма волны, симметричная выше и ниже ее центральной линии, например прямоугольная волна с коэффициентом заполнения 50 %, содержит и не четных гармоник, а только нечетные.Если рабочий цикл ниже или выше 50%, форма сигнала будет , а не , демонстрирующая эту симметрию, и будут гармоники с четными номерами. Наличие этих гармонических частот с четными номерами может быть обнаружено человеческим ухом, поскольку некоторые из них соответствуют октавам основной частоты и, таким образом, более естественно «вписываются» в тональную схему.



ЧАСТИ И МАТЕРИАЛЫ

  • Четыре батареи по 6 В
  • Двойной операционный усилитель, рекомендуется модель TL082 (каталог Radio Shack № 276-1715)
  • Один силовой транзистор NPN в корпусе TO-220 — (Каталог Radio Shack № 276-2020 или аналогичный)
  • Один силовой PNP-транзистор в корпусе TO-220 — (Каталог Radio Shack № 276-2027 или аналогичный)
  • Один переключающий диод 1N914 (№ по каталогу Radio Shack 276-1620)
  • Один конденсатор, электролитический 47 мкФ, 35 Вт постоянного тока (каталожный номер Radio Shack 272-1015 или аналогичный)
  • Два конденсатора, 0.22 мкФ, неполяризованный (каталожный номер Radio Shack 272-1070)
  • Один потенциометр 10 кОм, линейный конус (каталожный номер Radio Shack 271-1715)

Обязательно используйте операционный усилитель с высокой скоростью нарастания . По этой причине избегайте LM741 или LM1458.

Чем ближе совпадают два транзистора, тем лучше. Если возможно, попытайтесь приобрести транзисторы TIP41 и TIP42, которые представляют собой близкие друг к другу силовые транзисторы NPN и PNP с рассеиваемой мощностью 65 Вт каждый.Если вы не можете получить NPN-транзистор TIP41, хорошей заменой будет TIP3055 (доступен в Radio Shack). Не используйте очень большие (например, в корпусе TO-3) силовые транзисторы, так как операционный усилитель может иметь проблемы с передачей достаточного тока на их базы для хорошей работы.

ПЕРЕКРЕСТНЫЕ ССЫЛКИ

Уроки электрических цепей , Том 3, глава 4: «Транзисторы с биполярным переходом»

Уроки электрических цепей , Том 3, глава 8: «Операционные усилители»

ЦЕЛИ ОБУЧЕНИЯ

  • Как построить двухтактный усилитель класса B с использованием комплементарных биполярных транзисторов
  • Эффекты «кроссоверных искажений» в схеме двухтактного усилителя
  • Использование отрицательной обратной связи через операционный усилитель для коррекции нелинейности схемы

ПРИНЦИПАЛЬНАЯ СХЕМА

ИЛЛЮСТРАЦИЯ

ИНСТРУКЦИИ

Этот проект представляет собой аудиоусилитель, подходящий для усиления выходного сигнала небольшого радиоприемника, магнитофона, проигрывателя компакт-дисков или любого другого источника аудиосигналов.Для стереофонической работы необходимо построить два идентичных усилителя, один для левого канала, а другой для правого канала. Чтобы получить входной сигнал для усиления этого усилителя, просто подключите его к выходу радиоприемника или другого аудиоустройства следующим образом:

Эта схема усилителя также хорошо работает для усиления аудиосигналов «линейного уровня» от высококачественных модульных стереокомпонентов. Он обеспечивает удивительное количество звуковой мощности при воспроизведении через большой динамик и может работать без радиаторов на транзисторах (хотя вам следует немного поэкспериментировать с ним, прежде чем отказаться от радиаторов, так как рассеиваемая мощность зависит от типа используемого динамика).

Задача любой схемы усилителя — максимально точно воспроизвести форму входного сигнала. Идеальное воспроизведение, конечно, невозможно, и любые различия между формами выходного и входного сигнала известны как искажение . В аудиоусилителе искажения могут вызвать наложение неприятных тонов на истинный звук. Существует множество различных конфигураций схем аудиоусилителей, каждая из которых имеет свои преимущества и недостатки. Эта конкретная схема называется «классом B», двухтактной схемой.

В большинстве аудиоусилителей «мощности» используется конфигурация класса B, где один транзистор обеспечивает питание нагрузки в течение половины цикла формы сигнала (он толкает ), а второй транзистор обеспечивает питание нагрузки в течение другой половины цикла. (это тянет ). В этой схеме ни один транзистор не остается «включенным» в течение всего цикла, давая каждому время «отдохнуть» и остыть во время цикла формы сигнала. Это делает схему усилителя энергоэффективной, но приводит к особому типу нелинейности, известному как «кроссоверные искажения».»

Здесь показана форма синусоиды, эквивалентная постоянному звуковому тону постоянной громкости:

В схеме двухтактного усилителя два транзистора по очереди усиливают чередующиеся полупериоды сигнала следующим образом:

Однако, если «переключение» между двумя транзисторами не синхронизировано точно, форма выходного сигнала усилителя может выглядеть примерно так, а не как чистая синусоида:

Здесь искажение возникает из-за того, что существует задержка между временем выключения одного транзистора и включением другого транзистора.Этот тип искажения, при котором форма волны «выравнивается» в точке пересечения между положительным и отрицательным полупериодами, называется перекрестным искажением . Одним из распространенных методов уменьшения кроссоверных искажений является смещение транзисторов таким образом, чтобы их точки включения/выключения фактически перекрывались, так что оба транзистора находятся в состоянии проводимости в течение короткого времени в течение периода кроссовера:

Эта форма усиления технически известна как класс AB , а не класс B, потому что каждый транзистор включен более 50% времени в течение полного цикла сигнала.Недостатком этого, однако, является повышенное энергопотребление схемы усилителя, потому что в моменты времени, когда оба транзистора открыты, через транзисторы проходит ток, который , а не проходит через нагрузку, а просто проходит через нагрузку. «замыкание» одной шины питания на другую (от -V до +V). Это не только пустая трата энергии, но и рассеивание большего количества тепловой энергии в транзисторах. При повышении температуры транзисторов изменяются их характеристики (V be прямое падение напряжения, β, сопротивления переходов и т.), что затрудняет правильное смещение.

В этом эксперименте транзисторы работают в чистом режиме класса B. То есть они никогда не проводят одновременно. Это экономит энергию и уменьшает тепловыделение, но приводит к кроссоверным искажениям. Решение, принятое в этой схеме, состоит в том, чтобы использовать операционный усилитель с отрицательной обратной связью, чтобы быстро вывести транзисторы через «мертвую» зону, создающую перекрестное искажение, и уменьшить степень «сглаживания» формы сигнала во время кроссовера.

Первый (самый левый) операционный усилитель, показанный на принципиальной схеме, представляет собой не что иное, как буфер. Буфер помогает уменьшить нагрузку на цепь входных конденсаторов/резисторов, которая была помещена в цепь для фильтрации любого напряжения смещения постоянного тока из входного сигнала, предотвращая усиление любого напряжения постоянного тока схемой и отправку его на динамик. где это может привести к повреждению. Без буферного операционного усилителя схема фильтрации конденсатора/резистора уменьшает низкочастотный («басовый») отклик усилителя и усиливает высокочастотный («высокий»).

Второй операционный усилитель работает как инвертирующий усилитель, усиление которого регулируется потенциометром на 10 кОм. Это не что иное, как регулировка громкости усилителя. Обычно в схемах инвертирующих операционных усилителей резистор(ы) обратной связи подключаются непосредственно от выходной клеммы операционного усилителя к инвертирующей входной клемме следующим образом:

Однако, если бы мы использовали результирующий выходной сигнал для управления выводами базы двухтактной пары транзисторов, мы бы столкнулись со значительными кроссоверными искажениями, потому что в работе транзисторов возникла бы «мертвая» зона по мере того, как базовое напряжение падало. от + 0.7 вольт до — 0,7 вольта:

Если вы уже построили схему усилителя в ее окончательном виде, вы можете упростить ее до этой формы и послушать разницу в качестве звука. Если вы еще не приступили к построению схемы, приведенная выше принципиальная схема будет хорошей отправной точкой. Он усилит звуковой сигнал, но будет звучать ужасно!

Причина перекрестного искажения заключается в том, что когда выходной сигнал операционного усилителя находится между + 0.7 вольт и — 0,7 вольт, ни один транзистор не будет проводящим, а выходное напряжение на динамик будет равно 0 вольт для всего диапазона размаха базового напряжения 1,4 вольта. Таким образом, в диапазоне входного сигнала существует «зона», в которой не происходит изменения выходного напряжения динамика. Именно здесь в схему обычно вводятся сложные методы смещения, чтобы уменьшить этот 1,4-вольтовый «разрыв» в отклике входного сигнала транзистора. Обычно делается примерно так:

Два последовательно соединенных диода упадут примерно на 1.4 вольта, что эквивалентно сумме V или прямых падений напряжения двух транзисторов, что приводит к сценарию, в котором каждый транзистор находится на грани включения, когда входной сигнал равен нулю вольт, исключая «мертвый» сигнал 1,4 вольта. зона, существовавшая ранее.

Однако, к сожалению, это решение не является совершенным: по мере того, как транзисторы нагреваются от проводящей мощности к нагрузке, их прямое падение напряжения V to будет уменьшаться от 0.7 вольт на что-то меньшее, например, 0,6 вольт или 0,5 вольт. Диоды, которые не подвергаются такому же нагревательному эффекту, потому что они не проводят значительный ток, не испытают такого же изменения прямого падения напряжения. Таким образом, диоды будут по-прежнему обеспечивать то же напряжение смещения 1,4 В, хотя транзисторам требуется меньшее напряжение смещения из-за нагрева. В результате схема перейдет в режим работы класса AB, где оба транзистора часть времени будут находиться в состоянии проводимости.Это, конечно, приведет к большему рассеиванию тепла через транзисторы, усугубляя проблему прямого изменения падения напряжения.

Распространенным решением этой проблемы является вставка резисторов «обратной связи» с температурной компенсацией в эмиттерные ветви двухтактной транзисторной схемы:

Это решение не препятствует одновременному включению двух транзисторов, а просто уменьшает серьезность проблемы и предотвращает тепловой разгон.Это также имеет нежелательный эффект вставки сопротивления на пути тока нагрузки, ограничивая выходной ток усилителя. Решение, которое я выбрал в этом эксперименте, основано на принципе отрицательной обратной связи операционного усилителя для преодоления ограничений, присущих выходной схеме двухтактного транзистора. Я использую один диод, чтобы обеспечить напряжение смещения 0,7 В для двухтактной пары. Этого недостаточно для устранения «мертвой» зоны сигнала, но она уменьшает ее как минимум на 50%:

Поскольку падение напряжения на одном диоде всегда будет меньше суммарного падения напряжения на переходах база-эмиттер двух транзисторов, транзисторы никогда не могут включаться одновременно, что препятствует работе класса AB.Затем, чтобы помочь избавиться от оставшихся кроссоверных искажений, сигнал обратной связи операционного усилителя берется с выходного вывода усилителя (выводы эмиттера транзисторов) следующим образом:

Функция операционного усилителя состоит в том, чтобы выводить любой сигнал напряжения, который он должен иметь, чтобы поддерживать на двух входных клеммах одинаковое напряжение (дифференциал 0 вольт). Подключив провод обратной связи к эмиттерным клеммам двухтактных транзисторов, операционный усилитель может обнаруживать любую «мертвую» зону, где ни один из транзисторов не проводит ток, и выводить соответствующий сигнал напряжения на базы транзисторов, чтобы быстро снова привести их в состояние проводимости, чтобы «не отставать» от формы входного сигнала.Для этого требуется операционный усилитель с высокой скоростью нарастания (способность создавать быстро нарастающее или быстро падающее выходное напряжение), поэтому для этой схемы был выбран операционный усилитель TL082. Более медленные операционные усилители, такие как LM741 или LM1458, могут не справиться с высоким значением dv/dt (скорость изменения напряжения во времени, также известная как de/dt ), необходимым для работы с малыми искажениями.

В эту схему добавлена ​​всего пара конденсаторов, чтобы привести ее в окончательный вид: конденсатор на 47 мкФ, подключенный параллельно диоду, помогает удерживать 0.Постоянное напряжение смещения 7 вольт, несмотря на большие колебания напряжения на выходе операционного усилителя, а конденсатор емкостью 0,22 мкФ, подключенный между базой и эмиттером NPN-транзистора, помогает уменьшить искажения кроссовера при низких настройках громкости:



Уроки электрических цепей авторское право (C) 2002-2006 Тони Р.Kuphaldt в соответствии с положениями и условиями лицензии Design Science License.

Операционный усилитель

— обзор

Телеметрия VI

Данные телеметрии обрабатываются почти так же, как данные команд, за исключением того, что кадры и скорость передачи данных выше. Часто процессор данных команд — это тот же процессор, который обрабатывает данные телеметрии. В этом случае он называется процессором для обработки команд и данных (C&DH).Объединение функций управления и обработки данных в одной спутниковой подсистеме облегчает связь между ними, тем самым обеспечивая эффективный метод реализации автономного управления спутником. Изменения в значениях данных телеметрии могут быть легко использованы как событий , которые могут запускать программные последовательности или процедуры. Такие управляемые событиями команды могут использоваться для реализации автономных операций по охране здоровья и безопасности для спутника с использованием сохраненного набора правил автономии и соответствующего набора сценариев, реализующих автономные действия.

Многие системные инженеры считают, что процессор C&DH — это место, где размещаются функции программного обеспечения, которые, похоже, не подходят больше нигде на спутнике. Это означает, что проектировщики C&DH должны предусмотреть дополнительные возможности обработки и памяти на ранних стадиях проектирования.

Обработка данных (обработка телеметрии) собирает данные телеметрии с соответствующей скоростью из нескольких источников на спутнике, кондиционирует и оцифровывает каждое измерение, а затем подготавливает данные для передачи по нисходящей линии связи или использования на борту.

Большинство систем спутниковой телеметрии генерируют РЧ-сигнал нисходящей линии связи, когерентный по фазе с несущей восходящей линии связи; то есть несущая для передатчика привязана по фазе к несущей, полученной (и отслеживаемой) приемником команд. Это делает несущую РЧ-частоту нисходящей линии связи связанной с несущей частотой восходящей линии связи фиксированным целочисленным отношением, коэффициентом оборота . Этот согласованный процесс «обхода» позволяет наземной станции генерировать данные о дальности и скорости дальности для спутника.Например, знание точной частоты, передаваемой со спутника, позволяет точно измерить доплеровский сдвиг, который показывает скорость изменения наклонной дальности. Если биты псевдослучайного кода (или непрерывный тон) модулируются на несущей восходящей линии связи, а спутниковый ретранслятор (одно устройство, которое включает в себя как приемник команд, так и передатчик телеметрии) повторно модулирует их на несущую нисходящей линии связи, то время оборота (время задержки приема-передачи) может быть измерено путем наблюдения смещения битового шаблона или фазового сдвига тона.Эта продолжительность прохождения туда и обратно косвенно указывает расстояние от антенны наземной станции до спутника, поскольку скорость распространения является постоянной.

Коэффициент оборота для транспондеров, совместимых с NASA, составляет 240/221, поэтому, если несущая частота восходящего канала составляет 2,02 ГГц, тогда несущая частота нисходящего канала будет точно (240/221) × 2,02 = 2,194 ГГц. На каждые 221 цикл несущей восходящей линии связи передатчик будет генерировать ровно 240 циклов несущей нисходящей линии связи. Для сети управления спутниками ВВС (AFSCN) коэффициент оборота составляет 256/205.Транспондер (одно устройство, которое включает в себя как приемник команд, так и передатчик телеметрии) должен быть совместим с наземной станцией (или спутниковой системой ретрансляции данных), чтобы обеспечить надлежащее соотношение оборотов. Чтобы улучшить шумовые характеристики, блок электроники транспондера обычно располагается физически рядом с антенной (антеннами).

РЧ-усилитель мощности в передатчике телеметрии обычно имеет твердотельную конструкцию (обычно выходная мощность от 1 до 10 Вт на частотах в диапазоне от 2 до 10 ГГц и еще более высокую мощность на частотах ниже 2 ГГц) или перемещающийся конструкция волновой трубки (ЛБВ) (обычно выходная мощность от 5 до 75 Вт на частотах в диапазоне от 5 до 18 ГГц).Твердотельные усилители мощности более надежны и имеют меньшую массу, чем усилители мощности ЛБВ; однако типичная энергоэффективность (выходная мощность как доля входной мощности) для усилителя мощности ЛБВ составляет 30–50%, тогда как эффективность сопоставимого твердотельного усилителя составляет всего 20–30%. Для усилителей большей мощности эта разница в эффективности может привести к значительной разнице в требуемой мощности: усилитель мощности 10 Вт при КПД 30% потребляет 33 Вт от системы питания; при КПД 50% он потребляет всего 20 Вт, что позволяет сэкономить 13 Вт.

Ресурсы системы телеметрии для малого спутника скромные, за исключением мощности передатчика:

Масса: 2–5 кг

Мощность: 10–20 Вт

VI.A Приобретение

Бортовые датчики и преобразователи измеряют температуру, напряжение и силу тока. Эти аналоговые измерения затем обрабатываются таким образом, чтобы каждое из них находилось в стандартном диапазоне напряжения.

Данные телеметрии получают из нескольких источников путем мультиплексирования обработанных сигналов в один аналого-цифровой преобразователь (АЦП).АЦП генерирует цифровые отсчеты амплитуд исходного сигнала. Каждый сигнал должен дискретизироваться с достаточно большой частотой, чтобы сохранялась точность исходного сигнала, когда цифровые образцы используются на земле для оценки исходного сигнала. Частота дискретизации должна как минимум в два раза превышать максимальную интересующую частоту в спектре исходного сигнала. Обычно частота дискретизации выбирается в 2,2–5,0 раз больше максимальной частоты сигнала. Если сигнал дискретизируется со слишком низкой частотой, возникнет форма искажения, называемая наложением ; если сигнал дискретизируется со слишком высокой скоростью, полоса пропускания нисходящего канала будет потрачена впустую.Поэтому частоты дискретизации выбираются с большой осторожностью.

АЦП, пригодные для использования в космосе, обычно имеют до 12 бит цифрового выхода, что дает разрешение выборки (размер шага) в одну часть из 2 12  = 4096. Например, если все сигналы преобразованы в диапазон напряжения 0 –5,12 В, тогда 12-разрядный АЦП будет иметь размер шага

ΔVstep=5,12 В/4096=1,25 мВ.

Поскольку большинство аналоговых сигналов на обычном спутнике имеют уровни шума в диапазоне от 2 до 5 мВ, размер шага АЦП 1,25 мВ достаточно мал для всех измерений, кроме наиболее важных.Телеметрические АЦП обычно представляют собой преобразователи последовательного приближения.

На ранних стадиях проектирования подсистема обработки данных должна иметь значительный запас для роста. Например, нередко приходится иметь 20–30% резервных каналов телеметрии.

Для медленной передачи данных на спутнике последовательные интерфейсы предпочтительнее параллельных, поскольку они требуют меньшего количества проводов в электропроводке и, следовательно, меньшей массы. Если данные телеметрии генерируются в цифровой форме удаленным датчиком, передача данных обратно в процессор данных телеметрии обычно выполняется с использованием последовательного интерфейса.

VI.B Преобразование

Сигналы преобразовываются путем усиления, ослабления, фильтрации, логарифмического сжатия, изоляции от земли и преобразования/согласования импеданса. Это согласование выполняется с использованием аналоговых интегральных схем операционного усилителя.

VI.C Множественный доступ

Телеметрические и научные данные из многочисленных источников должны конкурировать за единый нисходящий канал. Существует несколько способов предоставления множественного доступа к нисходящей линии связи.

VI.C.1 Временное разделение

При множественном доступе с временным разделением время делится на слайсы, и различные типы данных назначаются каждому слайсу аппаратным или программным коммутатором. Коммутатор работает как многопозиционный поворотный переключатель. Он последовательно выбирает различные источники данных. Каждый источник данных, подключенный к коммутатору, будет замеряться один раз за оборот, так что, если коммутатор имеет 64 позиции и совершает оборот один раз в секунду, данные в каждой позиции будут замеряться один раз в секунду.

Если источник данных требует выборки чаще, чем один раз в секунду, его сигнал может быть подключен к двум или более (обычно равномерно распределенным) позициям на коммутаторе. Например, если из источника данных необходимо производить выборку четыре раза в секунду, его можно подключить к четырем контактам на коммутаторе. Это называется суперкоммутацией .

Если источник данных требует выборки реже, чем один раз в секунду, к одному из входов коммутатора можно подключить второй коммутатор, называемый субкоммутатором .Этот субкоммутатор делает шаг на одну позицию за каждый полный оборот коммутатора. Если субкоммутатор имеет 16 позиций, каждый из его входов будет опрашиваться один раз каждые 16 секунд.

Назначая позиции коммутатора и указывая графики передачи данных по шине, инженер спутниковой системы назначает каждому пользователю не только частоту дискретизации, но и полосу пропускания нисходящего канала в зависимости от режима спутниковой телеметрии. Обычно невозможно одновременно удовлетворить все запросы пользователей на полосу пропускания, поэтому большинство спутников имеют несколько режимов телеметрии, каждый из которых предназначен для конкретной функции или части миссии.

VI.C.2 Частотное разделение

При множественном доступе с частотным разделением частотный спектр делится на слайсы, и каждому слайсу назначаются разные типы данных с использованием методов микширования и фильтров для преобразования полосы пропускания сигнала в соответствующую часть спектр.

VI.C.3 Кодовое разделение

Множественный доступ с кодовым разделением каналов (CDMA) — это метод кодирования нескольких источников данных, так что все они могут передаваться на одной несущей РЧ одним передатчиком или с использованием одного Несущая частота RF с несколькими передатчиками.

Перед фазовой модуляцией несущей RF сам информационный сигнал может быть подвергнут цифровой модуляции кодом псевдослучайного шума (PRN) с использованием логического элемента исключающее ИЛИ. Скорость передачи кода PRN, называемая скоростью элементарных посылок, значительно выше, чем скорость передачи информации, так что для каждого бита информационных данных генерируется множество элементарных посылок . Например, в системе мобильной связи информационный сигнал со скоростью 19,2 кбит/с модулируется последовательностью PRN, которая генерирует 1.25 М чипов в секунду (примерно 65 чипов на бит).

В качестве альтернативы, когда несколько передатчиков подают информацию на один приемник, несущая модулируется по фазе информационным сигналом (BPSK или QPSK), а затем модулированная несущая смешивается с кодом PRN. В приемнике синхронизированная копия кода PRN смешивается с принятым сигналом перед демодуляцией.

Каждый источник данных (каждый из нескольких пользователей радиоканала) должен использовать уникальный код PRN.Спектр модулированного сигнала будет занимать полосу пропускания, которая приблизительно в два раза превышает скорость элементарных посылок PRN.

Выбранные коды PRN должны быть взаимно ортогональны ; то есть любая пара кодов будет демонстрировать чрезвычайно низкую взаимную корреляцию. Исходный сигнал будет демодулирован только тогда, когда код PRN приемника совпадает с кодом передатчика и выровнен по времени ( синхронизирован ) с ним. Из-за взаимной ортогональности все другие коды PRN воспринимаются приемником как шум.При такой схеме до двадцати источников информации могут совместно использовать одну радиочастотную несущую.

Поскольку CDMA расширяет спектр передаваемого сигнала, он неэффективен в отношении полосы пропускания; однако CDMA совершенно невосприимчив ко многим видам помех и помех и демонстрирует превосходные характеристики при наличии многолучевых флуктуаций, вызванных отражениями и эффектами атмосферного распространения.

VI.D Форматирование, пакетирование

Данные телеметрии обычно упаковываются в пакетов переменной длины .Затем пакеты собираются в кадры и структуры данных более высокого уровня перед передачей. Хотя стандартные «оболочки», из которых состоят пакеты и фреймы, вносят в систему некоторые накладные расходы, стандартная упаковка позволяет повторно использовать аппаратное и (особенно) программное обеспечение от одной миссии к другой. Стандартные форматы пакетных команд и данных телеметрии определяются Консультативным комитетом по системам космических данных (CCSDS). Большинство наземных станций обеспечивают поддержку этих стандартов CCSDS.

Твердотельный регистратор данных VI.E

После того, как данные телеметрии упакованы и готовы к передаче, они сохраняются в твердотельном регистраторе данных (SSR) до тех пор, пока не станут доступны соответствующие временные интервалы для их передачи на наземную станцию. . SSR — это запоминающее устройство большой емкости, обычно имеющее от 256 МБ до 8 ГБ. Часто это хранилище энергонезависимо; в этом случае SSR сохраняет сохраненные данные при отключении питания. Хранилище SSR отличается от оперативной памяти (ОЗУ) локального процессора более длительным средним временем доступа и часто организовано по блокам.Современные конструкции SSR позволяют пользователю реализовать файловую систему на рекордере, так что хранимые файлы данных могут быть организованы в виде иерархии каталогов.

Как и другие запоминающие устройства с ограниченным пространством, SSR организована таким образом, чтобы сбойные блоки можно было легко отобразить с помощью диагностического программного обеспечения и схемы управления памятью, которая включает таблицу сбойных блоков . Эта организация обеспечивает изящную деградацию по мере сбоя устройств памяти. Одиночный сбой памяти может повлиять на его собственный блок, но не на весь массив памяти.

VI.F Скорость передачи данных

Скорость передачи данных телеметрии значительно выше, чем скорость передачи команд. Для небольшого спутника Земли типична скорость телеметрии в диапазоне от 50 кбит/с до 1 Мбит/с. Для межпланетных миссий и для высокоэллиптических околоземных орбит скорость передачи телеметрических данных будет зависеть от времени миссии или положения на орбите из-за больших различий в наклонной дальности.

Что такое вольтметр с высоким входным сопротивлением? – Pegaswitch.com

Что такое вольтметр с высоким входным сопротивлением?

В электронике высокий импеданс означает, что точка в цепи (узел) пропускает относительно небольшое количество тока на единицу приложенного напряжения в этой точке.Входы с высоким импедансом предпочтительны для измерительных приборов, таких как вольтметры или осциллографы.

Чему равно входное сопротивление вольтметра?

Относительно нечувствительный измерительный механизм имеет сопротивление 1000 Ом на вольт. Лучшее качество имело чувствительность 100 000 Ом на вольт. Современные цифровые вольтметры имеют входное сопротивление 10 МОм и более.

Зачем использовать вольтметр с высоким импедансом?

Для правильного измерения нужно, чтобы импеданс вольтметра был как можно выше, чтобы через него проходил очень небольшой ток, чтобы он не возмущал цепь (ток, протекающий, например, через сопротивление, на котором вы измеряете напряжение, будет по-прежнему почти точно равно …

Какое сопротивление должно быть у вольтметра?

Вольтметр имеет высокое сопротивление, потому что он измеряет разность напряжений между двумя разными точками, но он не должен изменять величину тока, проходящего через элемент между этими двумя точками.Поэтому он должен иметь высокое сопротивление.

Можно ли измерить сопротивление вольтметром?

Основная идея заключается в том, что мультиметр подает напряжение на два щупа, и это вызывает протекание тока в элементе, для которого измеряется сопротивление. Измеряя сопротивление, можно определить сопротивление между двумя щупами мультиметра или другого элемента контрольно-измерительного оборудования.

Имеет ли вольтметр высокое сопротивление?

Вольтметр измеряет разницу в напряжении между двумя разными точками (скажем, на противоположных сторонах резистора), но не регулирует величину тока, проходящего между этими двумя точками через устройство.Поэтому он будет иметь очень высокое сопротивление, так что через него не будет проходить ток.

Должно ли сопротивление вольтметра быть высоким или низким?

Сопротивление вольтметра должно быть высоким, поскольку вольтметр всегда подключен параллельно устройству. Причина – Незначительный ток проходит через высокое сопротивление.

Как вы читаете 20 кОм метр?

Настройка сопротивления на мультиметре дает максимальное значение сопротивления, которое он может измерить. Например, 2k (от 0 до 2000 Ом), 20K (от 0 до 20 000 Ом), 200K (200 000 Ом), 2m (от 0 до .002 Ом).

Каким должно быть входное сопротивление вольтметра?

Входное сопротивление вольтметра должно быть достаточно высоким, чтобы погрешность нагрузки оставалась в допустимых пределах. Обычно входное сопротивление вольтметра-электрометра больше 10 14 Ом. Кроме того, выходное сопротивление источника тока должно быть намного больше неизвестного сопротивления, чтобы измерение было линейным.

Зачем нужен вольтметр с высоким импедансом?

Другой операционный усилитель (модель 1458) используется в этом эксперименте для демонстрации отсутствия защелкивания: проблема, присущая TL082.Вам точно не нужны резисторы на 1 МОм. Подойдут любые резисторы с очень высоким сопротивлением. Идеальный вольтметр имеет бесконечное входное сопротивление, а это означает, что он потребляет нулевой ток из тестируемой цепи.

Какой прибор лучше всего подходит для измерения высокого сопротивления?

Несколько конфигураций прибора подходят для измерения высоких сопротивлений методом постоянного тока: • Функция вольтметра электрометра и источник тока. Только функция омметра электрометра.Вольтметр SMU с высоким входным импедансом и диапазонами слаботочных источников.

Как измеряется сопротивление электрометрическим омметром?

Использование электрометра-вольтметра с отдельным источником тока или SMU позволяет проводить четырехпроводное измерение и контролировать величину тока, протекающего через образец. Электрометр-омметр выполняет двухпроводное измерение сопротивления при определенном испытательном токе, в зависимости от диапазона измерения.

ПОЛЕЗНАЯ КНИГА ОУ — Часть 4


В первом эпизоде ​​этой серии статей об операционных усилителях, состоящей из четырех частей, описаны основные принципы работы обычных операционных усилителей с разностью напряжений (типа 741) и показаны некоторые основные конфигурации схем, в которых они могут использоваться.

В заключительном выпуске этого месяца рассматриваются практические способы использования таких операционных усилителей в различных измерительных приборах и испытательном оборудовании, в том числе в прецизионных выпрямителях, преобразователях переменного тока в постоянный, драйверах электронных аналоговых счетчиков, а также в схемах переменного опорного напряжения и источниках питания постоянного тока. .

При чтении этого эпизода обратите внимание, что наиболее практичные схемы показаны на основе стандартных операционных усилителей типа 741, 3140 или LF351 и работают от двух источников питания 9 В, но эти схемы обычно работают (без модификации) с большинством напряжений. разностных операционных усилителей и от любого источника постоянного тока в пределах рабочего диапазона этого операционного усилителя.Также обратите внимание, что все схемы на базе 741 имеют очень ограниченную частотную характеристику, которую можно значительно улучшить, используя альтернативный «широкополосный» операционный усилитель.

ЦЕПИ ЭЛЕКТРОННОГО ВЫПРЯМИТЕЛЯ

Простые диоды являются плохими выпрямителями сигналов переменного тока низкого уровня и не начинают проводить до тех пор, пока приложенное напряжение не превысит определенное значение «колена»; кремниевые диоды имеют коленные значения около 600 мВ и, таким образом, дают незначительное выпрямление сигнальных напряжений ниже этого значения. Эту слабость можно преодолеть, подключив диод к контуру обратной связи операционного усилителя таким образом, чтобы эффективное напряжение колена уменьшилось на коэффициент, равный коэффициенту усиления по напряжению операционного усилителя без обратной связи; комбинация затем действует как почти идеальный выпрямитель, который может реагировать на входные сигналы всего лишь доли милливольта.На рис. 1 показан простой однополупериодный выпрямитель этого типа.

РИСУНОК 1. Схема простого однополупериодного выпрямителя.


Схема Рис. 1 подключена как неинвертирующий усилитель с обратной связью, подаваемой через кремниевый диод D1, а выход схемы снимается с нагрузочного резистора R1. Когда на схему подаются положительные входные сигналы, выход операционного усилителя также становится положительным; входного напряжения всего в несколько микровольт достаточно, чтобы привести выход операционного усилителя к напряжению колена D1 600 мВ, после чего D1 становится смещенным в прямом направлении.Затем отрицательная обратная связь через D1 заставляет инвертирующий вход (и, следовательно, выход схемы) точно следовать всем положительным входным сигналам выше нескольких микровольт. Таким образом, схема действует как повторитель напряжения на положительные входные сигналы.

Когда входной сигнал отрицательный, выходной сигнал операционного усилителя колеблется в отрицательном направлении и смещает D1 в обратном направлении. При этом обратное сопротивление утечки D1 ​​(обычно сотни МОм) действует как делитель потенциала с R1 и определяет коэффициент усиления схемы по отрицательному напряжению; как правило, с показанными значениями компонентов отрицательное усиление составляет примерно -60 дБ.Таким образом, схема «следит» за положительными входными сигналами, но отклоняет отрицательные и, следовательно, действует как почти идеальный выпрямитель сигналов.

РИСУНОК 2. Пиковый детектор с буферизованным выходом.


На рис. 2 показано, как вышеприведенная схема может быть модифицирована для работы в качестве детектора пикового напряжения путем подключения C1 параллельно R1. Этот конденсатор быстро заряжается через D1 до пикового положительного значения входного сигнала, но медленно разряжается через R1, когда сигнал падает ниже пикового значения.IC2 используется в качестве буферного каскада, следящего за напряжением, чтобы гарантировать, что резистор R1 не шунтируется внешними нагрузочными эффектами.

Обратите внимание, что базовые схемы Рисунок 1 и 2 имеют очень высокое входное сопротивление. В большинстве практических приложений входной сигнал должен быть связан по переменному току, а вывод 3 операционного усилителя должен быть подключен к общей шине через резистор 100 кОм.

ЦЕПИ ПРЕЦИЗИОННОГО ВЫПРЯМИТЕЛЯ

Схема выпрямителя Рисунок 1 имеет довольно ограниченную частотную характеристику и может давать небольшой отрицательный выходной сигнал, если D1 имеет плохие характеристики обратного сопротивления. На рис. 3 показан альтернативный тип схемы однополупериодного выпрямителя, который имеет значительно улучшенные характеристики выпрямителя за счет значительного снижения входного сопротивления.

РИСУНОК 3. Прецизионный однополупериодный выпрямитель.


В Рис. 3 операционный усилитель подключен как инвертирующий усилитель с входным сопротивлением 10 кОм (= R1). Когда входной сигнал отрицательный, выходной сигнал операционного усилителя колеблется в положительном направлении, смещая D1 в прямом направлении и формируя выходной сигнал на R2.При этом коэффициент усиления по напряжению равен (R2+R D )/R1, где R D — активное сопротивление этого диода. Таким образом, когда D1 работает ниже значения колена, его сопротивление велико, и схема дает высокий коэффициент усиления, но когда D1 работает выше значения колена, его сопротивление очень мало, и коэффициент усиления схемы равен R2/R1. Таким образом, схема действует как прецизионный инвертирующий выпрямитель для отрицательных входных сигналов.

Когда входной сигнал становится положительным, выходной сигнал операционного усилителя становится отрицательным, но отрицательный размах ограничивается значением -600 мВ через D2, и в этом случае выходной сигнал на переходе D1-R2 незначительно смещается от нуля.Таким образом, эта схема производит положительное полуволновое выпрямление на выходе. Базовую схему можно сделать так, чтобы она давала однополупериодный выпрямленный отрицательный выходной сигнал, просто поменяв местами полярности двух диодов.

РИСУНОК 4. Прецизионный двухполупериодный выпрямитель.


На рис. 4 показано, как можно объединить версию вышеприведенной схемы с отрицательным выходом и инвертирующий «сумматор» для создания прецизионного двухполупериодного выпрямителя.Здесь IC2 инвертирует и дает усиление x2 (через R3-R5) полуволновому выпрямленному сигналу IC1, а также инвертирует и дает единичное усиление (через R4-R5) исходному входному сигналу (E в ). Таким образом, когда применяются отрицательные входные сигналы, выход IC1 равен нулю, поэтому выход IC2 равен +E в . Когда применяются положительные входные сигналы, IC1 дает отрицательный выход, поэтому IC2 генерирует выход +2E в через IC1 и -E в через исходный входной сигнал, таким образом, давая фактический выход +E в .Таким образом, выход этой схемы положительный и всегда имеет значение, равное абсолютному значению входного сигнала.

ЦЕПИ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЯ AC/DC

Схемы Рисунок 3 и 4 можно заставить работать как прецизионные преобразователи переменного/постоянного тока, сначала обеспечив их значениями коэффициента усиления по напряжению, подходящими для коррекции форм-фактора, а затем интегрируя их выходы для получения переменного/постоянного тока. преобразование, как показано на рисунках 5 и 6 соответственно.Обратите внимание, что эти схемы предназначены для использования только с синусоидальными входными сигналами.

РИСУНОК 5. Прецизионный полуволновой преобразователь переменного тока в постоянный.


В полуволновом преобразователе переменного/постоянного тока в Рисунок 5 схема дает усиление по напряжению x2,22 через R2/R1 для коррекции форм-фактора, а интегрирование выполняется через C1-R2 . Обратите внимание, что эта схема имеет высокий выходной импеданс, и выход должен быть буферизован, если он должен подаваться на нагрузку с низким импедансом.

РИСУНОК 6. Прецизионный двухполупериодный преобразователь переменного тока в постоянный.


В двухполупериодном преобразователе переменного тока в постоянный в Рисунок 6 схема имеет коэффициент усиления по напряжению x1,11 для коррекции форм-фактора, а интегрирование осуществляется через C1-R5. Эта схема имеет низкоимпедансный выход.

ЦЕПИ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЯ DVM

Модули

Precision 3-1/2 Digital Voltmeter (DVM) легко доступны по умеренной цене и могут легко использоваться в качестве основы для индивидуальных многодиапазонных и многофункциональных измерителей.Эти модули обычно питаются от батареи 9 В и имеют базовую полномасштабную чувствительность измерения 200 мВ постоянного тока и почти бесконечное входное сопротивление. Они могут работать как многодиапазонные вольтметры постоянного тока, просто подавая испытательное напряжение на модуль через подходящую сеть «умножителей» (резистивный аттенюатор), или как многодиапазонные измерители постоянного тока, подавая испытательный ток на модуль через коммутируемый токовый шунт.

РИСУНОК 7.Преобразователь переменного/постоянного тока для использования с модулем DVM.


Модуль DVM можно использовать для измерения напряжения переменного тока, подключив подходящий преобразователь переменного тока в постоянный к его входным клеммам, как показано на Рис. 7 . Этот конкретный преобразователь имеет почти бесконечное входное сопротивление. Операционный усилитель используется в неинвертирующем режиме, с обратной связью по постоянному току через R2 и обратной связью по переменному току через C1-C2 и цепь диод-резистор.

Коэффициент усиления преобразователя регулируется в ограниченном диапазоне (для коррекции форм-фактора) через RV1, а выпрямленный выход схемы интегрируется через R6-C3 для преобразования постоянного тока.Клемма COMMON модуля DVM имеет внутреннее смещение примерно на 2,8 В ниже напряжения V DD (положительная клемма питания), а операционный усилитель CA3140 использует клеммы V DD , COMMON и V SS модуль в качестве точек питания.

РИСУНОК 8. Преобразователь вольтметра переменного тока с пятью диапазонами для использования с модулями DVM.


На рис. 8 показана простая сеть аттенюаторов с частотной компенсацией, используемая в сочетании с вышеуказанным преобразователем переменного/постоянного тока для преобразования стандартного модуля DVM в пятидиапазонный вольтметр переменного тока, и

.
РИСУНОК 9.Преобразователь переменного тока с пятью диапазонами для использования с модулями DVM.


На рис. 9 показано, как можно использовать коммутируемую шунтирующую сеть для преобразования модуля в измеритель переменного тока с пятью диапазонами.

РИСУНОК 10. Преобразователь омметра с пятью диапазонами для использования с модулями DVM.


На рис. 10 показана схема, которую можно использовать для преобразования модуля DVM в пятидиапазонный омметр.Эта схема фактически работает как многодиапазонный генератор постоянного тока, в котором постоянный ток поступает (от коллектора Q1) в R X , а результирующее падение напряжения R X (которое прямо пропорционально R X значение ) считывается модулем DVM.

Здесь Q1 и операционный усилитель подключены как составной повторитель напряжения, в котором эмиттер Q1 точно соответствует напряжению, установленному на ползунке RV1. На практике это напряжение устанавливается ровно на 1V0 ниже V DD , а эмиттерный и коллекторный (R X ) токи Q1, таким образом, равны 1V0, деленному на номинал резистора R3-R7, т.е.g., 1 мА с R3 в цепи и т. д. Фактический модуль DVM показывает полную шкалу, когда напряжение R X равно 200 мВ, и это показание получается, когда R X имеет значение, равное одной пятой значения резистора диапазона. , например, 200R в диапазоне 1 или 2M0 в диапазоне 5 и т. д.

ЦЕПИ АНАЛОГОВЫХ СЧЕТЧИКОВ

Операционный усилитель можно легко использовать для преобразования стандартного измерителя с подвижной катушкой в ​​чувствительный аналоговый измеритель напряжения, тока или сопротивления, как показано на практических схемах , рис. 11 16 .Все шесть схем работают от двух источников питания 9 В и построены на основе операционного усилителя LF351 JFET с очень высоким входным сопротивлением и хорошими дрейфовыми характеристиками. Все схемы имеют функцию обнуления смещения, позволяющую установить показания счетчика точно на нуль при нулевом входе, и предназначены для работы со счетчиком с подвижной катушкой с базовой чувствительностью 1 мА полной шкалы.

При желании эти схемы можно использовать в сочетании с диапазоном 1 мА постоянного тока существующего мультиметра, и в этом случае эти схемы работают как «преобразователи диапазонов».Обратите внимание, что в каждой цепи есть резистор 2k7, соединенный последовательно с выходом его операционного усилителя, чтобы ограничить доступный выходной ток до пары миллиампер и, таким образом, обеспечить счетчик автоматической защитой от перегрузки.

РИСУНОК 11. Схема милливольтметра постоянного тока.


На рис. 11 показан простой способ преобразования измерителя 1 мА в милливольтметр постоянного тока с фиксированным диапазоном и полной чувствительностью 1 мВ, 10 мВ, 100 мВ или 1 В0.Схема имеет входную чувствительность 1M0/вольт, и в таблице показано соответствующее значение R1 для различных значений чувствительности fsd. Чтобы первоначально настроить схему, закоротите ее входные клеммы и отрегулируйте RV1, чтобы получить нулевое отклонение на измерителе. После этого схема готова к использованию.

РИСУНОК 12. Измеритель напряжения или тока постоянного тока.


На рис. 12 показана схема, которую можно использовать для преобразования измерителя тока 1 мА либо в вольтметр постоянного тока с фиксированным диапазоном с любой полной чувствительностью в диапазоне от 100 мВ до 1000 В, либо в амперметр постоянного тока с фиксированным диапазоном. с полной чувствительностью в диапазоне от 1 мкА до 1 А.В таблице показаны альтернативные значения R1 и R2 для разных диапазонов.

РИСУНОК 13. Четырехдиапазонный милливольтметр постоянного тока.


На рис. 13 показано, как можно изменить приведенную выше схему, чтобы получить четырехдиапазонный милливольтметр постоянного тока с диапазонами полной шкалы 1 мВ, 10 мВ, 100 мВ и 1 В0, а на рис. 14 показано, как ее можно изменить. сделать четырехдиапазонный микроамперметр постоянного тока с диапазонами fsd 1 мкА, 10 мкА, 100 мкА и 1 мА.Резисторы диапазона, используемые в этих схемах, должны иметь точность 2% или выше.

 
РИСУНОК 14. Четырехдиапазонный микроамперметр постоянного тока.  


На рис. 15 показана схема простого, но очень полезного четырехдиапазонного милливольтметра переменного тока. Входное сопротивление схемы равно R1 и изменяется от 1 кОм в режиме 1 мВ полной шкалы до 1 МОм в режиме 1 В полной шкалы. Схема дает полезные характеристики на частотах примерно до 100 кГц при использовании в режимах от 1 мВ до 100 мВ полной шкалы.В режиме 1V fsd частотная характеристика расширяется до нескольких десятков кГц. Такая хорошая частотная характеристика обеспечивается операционным усилителем LF351, имеющим очень хорошие характеристики полосы пропускания.

РИСУНОК 15. Четырехдиапазонный милливольтметр переменного тока.


Наконец, На рис. 16 показана схема линейного омметра с пятью диапазонами, который имеет полномасштабную чувствительность в диапазоне от 1k0 до 10M. Диапазонные резисторы R5 — R9 определяют точность измерения.Q1-ZD1 и связанные с ним компоненты просто подают фиксированное 1V0 (номинальное) на «общую» сторону цепи резисторов диапазона, а коэффициент усиления схемы операционного усилителя определяется отношениями выбранного резистора диапазона и R X и равно единице, когда эти компоненты имеют равные значения. Измеритель показывает полную шкалу в этих условиях, поскольку он откалиброван для индикации полной шкалы, когда на клеммах R X появляется 1V0 (номинальное значение).

РИСУНОК 16.Пятидиапазонный омметр с линейной шкалой.


Для первоначальной настройки схемы Рисунок 16 установите SW1 в положение 10k и закоротите клеммы R X . Затем отрегулируйте регулятор «установить ноль» RV1, чтобы задать нулевое отклонение на измерителе. Затем устраните короткое замыкание, подключите точный резистор 10 кОм в положение R X и отрегулируйте RV2, чтобы точно получить полное отклонение на измерителе. После этого схема готова к использованию и не требует дополнительной настройки в течение нескольких месяцев.

ЦЕПИ ОПОРНОГО НАПРЯЖЕНИЯ

Операционный усилитель можно использовать в качестве фиксированного или переменного источника опорного напряжения, подключив его как повторитель напряжения и подав на его вход соответствующий источник опорного напряжения. Операционный усилитель имеет очень высокий входной импеданс при использовании в режиме «повторителя» и, таким образом, потребляет почти нулевой ток от входного источника опорного напряжения, но имеет очень низкий выходной импеданс и может подавать ток в несколько миллиампер на внешнюю нагрузку. Изменения выходной нагрузки вызывают небольшие изменения значения выходного напряжения.

РИСУНОК 17. Переменное положительное опорное напряжение.


На рис. 17 показано практическое положительное опорное напряжение с полностью регулируемым выходом от +0,2 В до +12 В через RV1. Стабилитрон ZD1 формирует стабильное напряжение 12В, которое подается на неинвертирующий вход ОУ через RV1. Здесь используется операционный усилитель CA3140, поскольку его вход и выход могут отслеживать сигналы в пределах 200 мВ от отрицательного напряжения на шине питания.Вся схема питается от нестабилизированного несимметричного источника питания 18 В.

РИСУНОК 18. Переменное опорное отрицательное напряжение.


На рис. 18 показано отрицательное опорное напряжение, которое дает полностью регулируемый выходной сигнал от -0,5 В до -12 В через RV1. В этой схеме используется операционный усилитель LF351, поскольку его вход и выход могут отслеживать сигналы с точностью до 0,5 В от положительного значения шины питания.Обратите внимание, что операционные усилители, используемые в этих двух схемах стабилизатора, являются широкополосными устройствами, а резистор R2 используется для повышения стабильности их схемы.

ЦЕПИ РЕГУЛЯТОРА НАПРЯЖЕНИЯ

Основные схемы рис. 17 и 18 можно использовать для работы в качестве сильноточных цепей регулируемого напряжения (мощности) путем подключения к их выходам транзисторных схем, повышающих ток.

РИСУНОК 19. Простой источник питания с регулируемым напряжением.


Рисунок 19 показывает, как схема Рисунок 17 может быть модифицирована для работы в качестве регулируемого источника питания от 1 В до 12 В с допустимым выходным током (ограниченным номинальной мощностью Q1) около 100 мА. Обратите внимание, что переход база-эмиттер транзистора Q1 включен в цепь отрицательной обратной связи, чтобы свести к минимуму эффекты смещения. Схема может быть сделана так, чтобы выходной сигнал был регулируемым вплоть до нуля вольт, подключив контакт 4 операционного усилителя к источнику питания с отрицательным напряжением не менее 2 В.

РИСУНОК 20. Стабилизированный блок питания от 3 В до 15 В, от 0 до 100 мА.


На рис. 20 показан альтернативный тип схемы источника питания, в которой выходное напряжение изменяется от 3 В до 15 В при токах до 100 мА.

В этом случае фиксированное опорное напряжение 3 В подается на неинвертирующий вход операционного усилителя 741 через ZD1 и сеть R2-C1-R3, а операционный усилитель плюс Q1 подключаются как неинвертирующий усилитель. с переменной усиления через RV1.

Когда ползунок RV1 установлен в верхнее положение, схема дает единичное усиление и дает выходное напряжение 3 В; когда ползунок RV1 установлен в нижнее положение, схема дает усиление x5 и, таким образом, дает выходное напряжение 15 В. Усиление полностью варьируется между этими двумя значениями. RV2 позволяет установить максимальное выходное напряжение точно на 15 В.

РИСУНОК 21. Стабилизированный блок питания от 3 В до 30 В, от 0 до 1 А.


На рис. 21 показано, как вышеприведенная схема может быть модифицирована для работы в качестве стабилизированного блока питания (БП) от 3 В до 30 В, от 0 до 1 А.Здесь доступный выходной ток увеличивается за счет пары транзисторов Q1-Q2, соединенных Дарлингтоном, коэффициент усиления схемы полностью регулируется от единицы до x10 через RV1, а стабильность опорного входа 3 В на операционный усилитель повышается за счет Сеть предрегулятора ZD1.

РИСУНОК 22. Стабилизированный блок питания от 3 В до 30 В с защитой от перегрузки.


На рис. 22 показано, как вышеприведенная схема может быть дополнительно модифицирована для включения автоматической защиты от перегрузки.Здесь R6 определяет величину выходного тока, и когда он превышает 1 А, результирующее падение напряжения начинает смещать транзистор Q3, тем самым шунтируя базовый ток транзистора Q1 и автоматически ограничивая выходной ток схемы.

РИСУНОК 23. Простой блок питания от 0 до 30 В с центральным выводом.


Наконец, На рис. 23 показана схема простого блока питания с отводом от средней точки от 0 до 30 В, который может обеспечить максимальный выходной ток около 50 мА.Блок питания имеет три выходные клеммы и может обеспечивать от 0 до +15 В между общей и +ve клеммами и от 0 до -15 В между общей и -ve клеммами или от 0 до 30 В между -ve и +ve клеммами. Схема работает следующим образом: ZD1 и R2-RV1 подают регулируемый потенциал от 0 до 5В на вход IC1. IC1 и Q1 подключены как неинвертирующий усилитель x3 и, таким образом, генерируют полностью регулируемое напряжение от 0 до 15 В на положительной клемме блока питания.

Это напряжение также подается на вход схемы IC2-Q2, которая подключена как инвертирующий усилитель с единичным коэффициентом усиления и, таким образом, генерирует выходное напряжение одинаковой величины, но противоположной полярности на клемме -ve блока питания.

Допустимый выходной ток каждой клеммы ограничен примерно 50 мА номинальной мощностью транзисторов Q1 и Q2, но его можно легко увеличить, заменив эти компоненты мощными транзисторами Дарлингтона (Super-Alpha) соответствующей полярности. НВ

Операционный усилитель, сентябрь 1971 г. Popular Electronics

Сентябрь 1971 г. Популярная электроника

Оглавление

Восковая ностальгия и изучение истории ранней электроники.См. статьи от Популярная электроника, опубликовано с октября 1954 г. по апрель 1985 г. Настоящим признаются все авторские права.

Вот вторая из двух частей статьи об оперативной усилители (операционные усилители). Часть 1 появилась в августовском номере журнала Popular Electronics за 1971 год. У меня есть и скоро опубликую (еще нужно оптическое распознавание). К счастью, вам не нужно чтобы найти часть 2 полезной. Не прошло и полувека с тех пор, как Боб Видлар представил его операционный усилитель на интегральной схеме μA709.Неуклюжие попытки на электронных лампах операционные усилители были введены в 1950-х годах, но они не чрезмерно популярен. Ранние операционные усилители на биполярных транзисторах предлагали значительные преимущества. уменьшение размера, веса и энергопотребления по сравнению с лампами, но не столь высокое входного импеданса, имел более низкое произведение усиления на полосу пропускания и работал с гораздо более низким уровни мощности, которые отнесли их использование к цепям ПЧ и основной полосы частот. Улучшения однако пришло быстро. JFET и реализация MOSFET вскоре привлекли внимание импедансы в мегаомы, но пройдет пара десятилетий, прежде чем частота и уровни мощности значительно увеличились.

Операционный усилитель — что это такое и как он работает

Основные области применения этого очень универсального IC-устройства

В первой части этой статьи мы обсудили «идеальный усилитель» и его характеристики. Тем не менее, нет такой вещи, как. идеальный усилитель, и мы должны работать с вещами которые существуют в реальном мире. Итак, как насчет приложений для настоящего операционного усилителя? На рис. 1 показаны характеристики одного типичного недорогого операционного усилителя (Texas Instruments SN72709N), который является членом знаменитого семейства 709.

Это устройство имеет коэффициент усиления без обратной связи 50 000, входное сопротивление 250 000 Ом, выходное сопротивление без обратной связи 150 Ом и входной ток смещения в один микроампер с два милливольта напряжения смещения на выходе. Это типичные характеристики для большинства 709 ОУ вне зависимости от производителя.

Лучший способ поэкспериментировать с любой интегральной схемой, не повредив ее. При пайке и распайке нужно составить макетную плату, подобную той, что показана на рис. 2. Подходящие клеммы для пайки монтируются на кусок пластика и прикрепляется ИС. к плате клеем выводами вверх. Затем каждый вывод микросхемы подключается к один из терминалов. Каждая клемма идентифицируется по номеру контакта или функции, и все внешние компоненты и цепи подключаются к соответствующим клеммам.

Рис. 1 — Характеристики типичного операционного усилителя. Этот один имеет усиление 50 000, входное сопротивление 250 000 Ом и выходное сопротивление 150 Ом.

Рис. 2. Этот простой макет можно использовать для подключения операционный усилитель. На приведенном ниже макете показана полностью распаянная схема.

Рис. 3. Если на макетную плату установить двухрядное гнездо, оно может использоваться как для встроенных, так и для круглых ИС (вид сверху и снизу).

Другой подход показан на рис. 3. Здесь установлен 14-контактный разъем с двумя рядными разъемами. на плате с подходящим количеством клемм по краю.Затем схема может располагаться между выводами розетки и клеммами по периметру. Рисунок 3 также показывает как круглый корпус ТО-99 можно вставить в гнездо, с правильно совмещенными штырями.

Типичные области применения. Хотя будет описано только несколько цепей здесь они являются основными для всех многочисленных вариаций, которые можно найти в этой и других публикациях. Обратите внимание, что хотя некоторые схемы, показанные здесь, не имеют компенсации, она всегда необходимо компенсировать 709.Однако это не относится к некоторым другим операционным усилителям. спецификации всегда должны быть проверены.

Два вольтметра постоянного тока, показанные на рис. 4, иллюстрируют некоторые интересные моменты. В обоих цепи, выходные резисторы 5000 Ом могут быть изменены, чтобы повлиять на базовую чувствительность схемы. Например, если сделать этот резистор сопротивлением 1000 Ом, оба вольтметра будут иметь полные диапазоны от от 0,1 до 100 вольт. Тогда схема А будет иметь входную чувствительность 100 000 Ом на вольт, но схема B сохранит исходное входное сопротивление 10 МОм.Цепь B также имеет нуль схема баланса, поскольку типичное смещение 709, умноженное на усиление 100, будет привести к значительному смещению нуля на измерителе. В этом случае при закороченном входе потенциометр нулевого смещения настраивается для получения нуля на измерителе. Такой вольтметр был бы идеален не только для тестирования полупроводников (поскольку он имеет необходимый низковольтный масштаб), но и для ламповых цепей, где постоянное напряжение может достигать 500.

Очень линейный вольтметр переменного тока показан на рис.5. В этой схеме диодная нелинейность минимизируется высоким коэффициентом усиления усилителя. Чувствительность такая же, как у метр: то есть 1000 Ом на вольт для измерителя 1 мА. Может быть достигнут более высокий входной импеданс с помощью буфера операционного усилителя перед этой схемой.

Преобразователь тока в напряжение, показанный на рис. 6, использует чувствительность по току ОУ для измерения очень малых токов. Как показано, схема показывает 1 вольт на микроампер и способен на 0.Чувствительность 1 микроампер. Значения сопротивления для Сопротивление R1 может составлять от 100 000 до 10 000 000 Ом, чтобы обеспечить выходной ток от 10 мкА на вольт. до 0,1 мкА на вольт.

Схема, показанная на рис. 7, является примером того, как далеко вы можете зайти в создании сверхвысокий входной импеданс с операционным усилителем. Схема, разработанная НАСА, имеет вход импедансом несколько сотен МОм при входной емкости менее 1 пикофарад. Высокий импеданс достигается за счет положительной обратной связи через C1.Входная емкость плюс емкость к земле можно отменить, добавив конденсатор обратной связи C2 и правильно регулировка R1.

Низкочастотный отклик определяется прежде всего C1, для которого электролитический можно использовать конденсатор. Высокочастотная характеристика ограничена операционным усилителем. С квадратом волна, подаваемая на вход, потенциометр R1 настраивается на получение прямоугольной волны на входе. выход (аналогично настройке аттенюатора прицела). Схема была разработана для усилить импульс длительностью 5 мкс через конденсатор емкостью 1 пФ.Скорость нарастания примерно 0,5 вольта в микросекунду.

Две ступени регулировки усиления или регулируемого аттенюатора показаны на рис. 8. Обратите внимание, что две показаны разные входные сопротивления — одно очень высокое, другое низкое — и коэффициент усиления любой ступени можно изменить, изменив цепь обратной связи. Предупреждение: когда потенциометры обратной связи установлены на минимум, эффективная нагрузка на усилитель составляет 5000 Ом. Убедитесь, что резисторы обратной связи не «израсходовали» весь доступный выходной сигнал. ток.

Рис. 4 — Пара вольтметров постоянного тока с операционным усилителем. Цепь в (А) составляет 20 000 Ом на вольт, а в точке (B) — 10 МОм на вольт. Текст обсуждает дизайн изменения, чтобы улучшить этот простой дизайн. В обоих случаях счетчик имеет обычный 0–1 мА. движение.

Интересное применение операционного усилителя — в частотно-селективных сетях. С обычным дискретных полупроводниковых цепях обычно необходимо использовать большие катушки индуктивности для выполнения эту операцию на низких звуковых частотах.В схеме, показанной на рис. 9, двойной Т-фильтр (имеющий резонанс, аналогичный своему LC-аналогу), используется в цепи обратной связи. На рис. 9 показан метод расчета значений элементов для любой частоты. К сожалению, добротность двойного Т-фильтра довольно мала — порядка 0,25; но в сочетании с коэффициент усиления операционного усилителя Q является разумным значением. Использование усилителя с коэффициентом усиления 10, Q 2,5; а при усилении 40 добротность равна 10. Таким образом, операционный усилитель с несколькими пассивными компоненты, которые можно использовать для имитации громоздкого и дорогого индуктора; и в этом есть плюсы центральной частоты и добротности, которые легко регулируются в широком диапазоне частот.

Еще один аудиофильтр, генерирующий режекцию на выбранной частоте и имеющий переменная Q показана на рис. 10. Вход на положительный вывод операционного усилителя в сочетании с обратной связью через сеть bridge-T. Другой вход является переменным. Когда уровни сигналов на обоих входах равны, выхода с усилителя нет. Система усиление по-прежнему R2/R1. Регулируя ручку «SET», небольшая метка на частоте фильтра получается.Когда регулятор «Q ADJUST» приближается к концу фильтра, обратная связь увеличивается, контролировать добротность цепи. Частота определяется значениями фильтра конденсаторы и настройка сдвоенных потенциометров.

Ограничения производительности. Ограничения ввода применяются в первую очередь для ведомых конфигураций, при условии, конечно, что входные перегрузки избегаются. То Суммарный переход инвертора остается на земле, за исключением быстрых скачков напряжения или применяются чрезвычайно высокие напряжения.В первом случае обратная связь слишком медленная, чтобы защитить суммирующий узел; а во втором случае выходной каскад насыщается и не может для отвода входного тока. В последователях суммирующий узел движется синхронно с входное напряжение, так что в некоторых схемах входное напряжение должно быть ограничено до 15 вольт. В На рис. 4B, например, делитель ограничивает отклонения суммирующего соединения до тех пор, пока выходной каскад насыщается. Усилитель имеет коэффициент усиления 100 (101, если значения резисторов точно) и ввод больше 0.1 вольт насытит усилитель на выходе свыше 10 вольт. Если бы было разрешено 10-вольтовое входное напряжение, суммирующий переход управлялся бы настолько высока, что входные транзисторы в операционном усилителе, вероятно, будут разрушены.

Рис. 5 — Типовая базовая схема вольтметра переменного тока с использованием операционного усилителя. Несмотря на то что входное сопротивление составляет всего 1000 Ом на вольт за счет добавления буфера операционного усилителя спереди, импеданс можно поднять.

Рис.6 — Эта цепь тока к напряжению показывает 1 вольт на микроампер и имеет чувствительность не менее 0,1 мкА.

Рис. 7. Эта схема, разработанная НАСА, имеет входное сопротивление несколько сотен МОм при входной емкости менее 1 пФ.

Рис. 8 — Пара цепей регулируемого аттенюатора. Верхний имеет входное сопротивление 1000 Ом, а нижний контур имеет вход 50 МОм.Усиление очень похожа.

Ограничения производительности, связанные с напряжением и током смещения, в значительной степени доставляют неудобства. факторы. Внешние нулевые схемы уравновешивают смещения в небольшом диапазоне температур окружающей среды. Эффекты смещения (а также усиление без обратной связи и входное сопротивление) зависят от температуры окружающей среды, поэтому схемы, которые должны работать при изменении температуры, должны быть разработаны на основе усилителей. с низким смещением. Схемы операционных усилителей с низкими значениями R1 и R2 не страдают от смещения тока, в то время как цепи с низким коэффициентом усиления замкнутого контура мало страдают от напряжения смещения.Для специальных приложений, где требуется исключительная точность и/или стабильность, важно учитывать не только характеристики разомкнутого контура усилителя, но и точность и температурная стабильность внешних компонентов.

 

Рис. 9 – Частотно-избирательная сеть в контуре обратной связи Операционный усилитель может имитировать LC-схему с высокой добротностью на звуковых частотах. И Q, и центр частоту можно легко изменить, изменяя значения RC.

Рис. 10. Этот аудиофильтр позволяет изменять как добротность, так и центральную частоту. через пару элементов управления.

При выборе усилителя для данного приложения учитываются технические характеристики производителя. всегда следует сверяться с листами. К сожалению, эти листы часто содержат удивительное объем информации, который может сбить с толку непосвященных. Рисунок 11, например, показана часть информации, приведенной для операционного усилителя Fairchild μA748.Обратите внимание на два столбца под заголовком «709», которые были добавлены к иллюстрации для целей сравнения. Немного показатели производительности были подчеркнуты. Это условия «наихудшего случая» и следует использовать в схемотехнике. Также обратите внимание, что некоторые спецификации сопровождаются по «условиям» (таким как указанный нагрузочный резистор). При сравнении усилителей эти условия всегда должны быть одинаковыми. Все спецификации всегда относятся к открытому контуру. конфигурации, если иное не указано на листах.

К настоящему времени вы должны иметь довольно хорошее представление о том, что такое операционный усилитель и как его использовать. Это использовано. Следующий шаг — держать ухо востро, когда вы просматриваете техническую литературу. и быть в курсе большого разнообразия доступных схем операционных усилителей. Затем положите их в хорошем состоянии использовать.

Линейные интегральные схемы Fairchild μA748

Общее описание — μA748 представляет собой высокопроизводительный монолитный операционный усилитель, построенный на одном кремниевом кристалле с использованием Fairchild Planar* эпитаксиальный процесс.Он предназначен для широкого круга аналоговых приложений, где портняжное дело частотных характеристик желательно. Диапазон высокого синфазного напряжения и его отсутствие «защелки» делают μA748 идеальным для использования в качестве повторителя напряжения. Высокий выигрыш и широкий диапазон рабочих напряжений обеспечивает превосходную производительность в интеграторах, суммирующих усилитель и общие приложения обратной связи. μA748 защищен от короткого замыкания. и имеет ту же конфигурацию выводов, что и популярный операционный усилитель μA741.Единство Компенсация частоты усиления достигается с помощью одного конденсатора емкостью 30 пф.

Рис. 11. Это часть листа технических характеристик на 748 с подчеркнутыми параметрами «наихудшего случая». Характеристики типичного 709 имеют добавлено для сравнения.

 

 

Опубликовано 10 октября 2018 г.

Недорогие высокоимпедансные буферы для генераторов и вольтметров

Большинство недорогих цифровых осциллографов и вольтметров имеют входное сопротивление около 1 МОм и входную емкость около 100 пФ.Но во многих случаях нам нужно входное сопротивление выше 10 МОм и входная емкость ниже 20 пФ. Это тот случай, когда мы хотим видеть и измерять сигнал от высокоимпедансных буферов в качестве фильтров и некоторых датчиков. Большинство сигналов в электронных схемах находятся в диапазоне +-15 В и могут быть захвачены популярными операционными усилителями.

Современные операционные усилители могут управлять нагрузкой 2 кОм, и этого достаточно для большинства цифровых и аналоговых осциллографов и вольтметров. Также нам необходимо захватывать дифференциальные сигналы с низким уровнем напряжения.Это может быть в случае компонентов электронных цепей, которые не подключены к земле.

Для этой цели нам нужны буферы с высоким импедансом, которые преобразуют дифференциальные сигналы в нормальные сигналы относительно земли. Промышленность предлагает некоторые электронные буферы, предварительные усилители и активные пробники с высоким импедансом для осциллографов и вольтметров. Но их относительно легко повредить, а их ремонт или замена обходятся дорого. Они не подходят для любителей и многих учебных заведений в области электроники.

В этом документе описываются два простых и недорогих буфера с высоким импедансом, которые решают проблемы, описанные выше. Полоса пропускания буферов может быть более 1 МГц и зависит в основном от операционного усилителя. Также во время практических занятий со студентами оборудование часто выходит из строя из-за неправильного использования. Предлагаемые буферы работают также как блоки защиты для дорогих осциллографов и вольтметров.

Буфер с четырьмя каналами

Фигура 1.Принципиальная схема буфера с четырьмя каналами и единичным усилением для каждого канала. Буфер используется в основном для мультиметров и осциллографов.

На рис. 1 представлена ​​принципиальная схема высокоимпедансных буферов с четырьмя каналами и единичным коэффициентом усиления для каждого канала. Буфер используется в основном для мультиметров и осциллографов. Каждый канал предварительного усилителя имеет единичное усиление.

Входные сигналы подаются на разъемы CON1, CON2, CON3 и CON4.
Входное сопротивление каждого канала 20МОм.
Переключатели S1, S2, S3 и S4 при необходимости могут уменьшить входное напряжение в 10 раз.
Диоды D1-D16 защищают входы операционных усилителей.
Предварительный усилитель построен на основе четырехкратного одинарного операционного усилителя.

Получается схема с самой низкой ценой и возможно наименьшим размером. Некоторые операционные усилители, подходящие для буфера, перечислены в таблице 1.

Операционный усилитель Полоса пропускания,
МГц
Напряжение смещения, мВ,
(типичное – максимальное)
Шум,
нВ/кв.кв.(Гц)
Ток в режиме ожидания, мА, (тип – макс) Типичная скорость нарастания,
В/мкс
TL074 4 3.0 – 10 18 5,6–10 мА 13
TL084 4 5,0 – 15 25 5,6–11,2 мА 13
TL064 2 3,0 – 15 47 0,8–1,0 мА 6

Таблица 1. Некоторые операционные усилители, подходящие для буферов в артикуле

Трансимпедансный усилитель на операционных усилителях | Абсолютная книга по электронике

Ultimate Electronics: практическое проектирование и анализ схем


Трансимпедансный усилитель (TIA) преобразует ток в напряжение и часто используется с датчиками на основе тока, такими как фотодиоды.Это также общий строительный блок, который помогает объяснить пределы производительности и стабильности многих других схем операционных усилителей. 19 минут чтения

В наших предыдущих схемах операционных усилителей в качестве сигнала использовалось напряжение, но многие реальные датчики, такие как фотодиоды, физически основаны на восприятии изменений тока, а не напряжения. Это делает полезной возможность преобразования тока в падение напряжения.

Закон Ома говорит нам, что простой резистор (то есть обычный, реальный импеданс) преобразует ток в падение напряжения, так зачем нам создавать схему усилителя, чтобы добиться того же? Два ответа:

  1. Неизолированный резистор в качестве устройства преобразования тока в напряжение будет иметь низкую полосу частот, если имеется значительная входная емкость, что часто бывает.
  2. В зависимости от ситуации нас может интересовать максимальная передача сигнала и минимальная межкаскадная нагрузка.

Оба ответа сводятся к входному импедансу. Большой резистор представляет большой входной импеданс, когда мы действительно хотим, чтобы наш преобразователь тока в напряжение имел низкий (близкий к нулю) входной импеданс, чтобы максимизировать передачу сигнала от источника сигнала тока с высоким импедансом.

К счастью, добавление идеального операционного усилителя позволяет нам контролировать как входное, так и выходное сопротивление и сделать значительно улучшенный преобразователь тока в напряжение .Эта общая схема называется трансимпедансным усилителем (сокращенно TIA).

Это импеданс транс , а не обычный импеданс, потому что ток в одном месте цепи становится напряжением в другом месте цепи, а не напряжение влияет на первоначальный ток, как это происходит в обычном импедансе.


Базовый трансимпедансный усилитель на операционном усилителе выглядит следующим образом: неинвертирующий (+) вход операционного усилителя заземлен, а резистор обратной связи Rf между инвертирующим (-) входом и выходом:

Входной ток полностью проходит через резистор обратной связи, а операционный усилитель регулирует выходное напряжение, чтобы поддерживать одинаковое напряжение на входах.

Идентичен инвертирующему усилителю на операционном усилителе, за исключением того, что мы удалили входной резистор Rin. и входное напряжение Vin , и просто заменили их источником тока Iin .

На самом деле имеет смысл вернуться назад и представить себе инвертирующий усилитель состоящим из двух каскадов: преобразователя напряжения в ток (резистор Rвх. ), совмещенный с трансимпедансным усилителем тока к напряжению (операционный усилитель OA1 и резистор Rf ). Преобразовывая напряжение в ток, а затем обратно в напряжение, мы получаем общий путь сигнала «напряжение-напряжение».(Поведение операционного усилителя с виртуальной землей позволяет преобразователю напряжения в ток Rin для правильной работы, удерживая один из его терминалов Vdiv при фиксированном напряжении.)


С точки зрения закона тока Кирхгофа на инвертирующем входном узле операционного усилителя неразличимо, исходит ли вклад тока от резистора VinRin=iin (из предыдущей секции инвертирующего усилителя на операционном усилителе) или просто от заданного извне входного тока iin как в трансимпедансном усилителе.

Закон Ома дает нам уравнение для резистора:

Vdiv-Vout=iinRf

Идеальный операционный усилитель дает нам еще одно уравнение, обеспечивающее равенство двух его входов при замкнутой цепи обратной связи:

Вдел=0

Комбинируя эти два, мы находим просто:

−Vout=iinRfVout=−iinRf

Трансимпеданс этого усилителя просто Rf . Можно сказать, что это −Rf , но, как правило, не будет включать отрицательный знак в наше описание трансимпеданса, потому что этот знак является просто функцией нашего выбора при обозначении направления тока iin. и не влияет на поведение схемы.Несмотря на это, как мы нарисовали выше, увеличение тока +Δiin вызывает изменение выходного напряжения на −RfΔiin .


Модель источника напряжения, управляемого напряжением (VCVS), позволяет более детально изучить поведение трансимпедансного усилителя и его ограничения. Как и в разделе об инвертирующем усилителе, мы заменим идеальный операционный усилитель моделью VCVS. (Более подробное решение см. в разделе инвертирующий усилитель.)

VCVS дает нам одно уравнение:

Vвых=-AOLVdiv

Закон Ома для резистора обратной связи дает нам секунду:

Vdiv-Vout=iinRf

Когда мы объединим эти два, чтобы устранить Вдива , находим:

Vout=-AOLVdivVout=-AOL(Vout+iinRf)Vout(1+AOL)=-AOLiinRfVout=-(AOL1+AOL)iinRf

Для идеального операционного усилителя мы берем предел AOL→∞ , что приводит к дроби AOL1+AOL→1 , снова оставив нам:

Vвых≈−iвхRf


При рассмотрении поведения постоянного тока при проектировании трансимпедансного усилителя у нас есть только одно число: сопротивление резистора обратной связи, Rf .У нас есть ограничения с обеих сторон:

  1. Если Rf слишком велико , то наш текущий сигнал будет насыщать выход операционного усилителя либо на положительном, либо на отрицательном пределе шины питания, вызывая ограничение сигнала.
  2. Если РФ слишком мал , то наш текущий сигнал превратится в слишком маленький сигнал напряжения, чтобы быть полезным. Помните, наша цель – измерить iin . Создание большего изменения в Vout измерить с помощью Rf это достаточно большой облегчит обнаружение небольших изменений в нашем входном токе.

Поэтому, как правило, мы хотим выбрать максимально возможное сопротивление, которое едва позволяет нам охватить весь диапазон входных токов, которые мы хотим измерить.

Например, если наш операционный усилитель питается от ±5 В и мы хотим измерять токи до ±100 мкА , то следует выбрать сопротивление около Rf=5 В100 мкА=50 кОм :

Упражнение Нажмите, чтобы открыть и смоделировать приведенную выше схему. Посмотрите на сюжет Воута против iin . Что произойдет, если вы измените Rf до 25 кОм и снова запустить симуляцию?

В трансимпедансном усилителе выбор правильного сопротивления является классическим инженерным компромиссом между чувствительностью и диапазоном .


Если вы хотите охватить очень широкий диапазон токов (высокий динамический диапазон, возможно, на много порядков), есть две более продвинутые альтернативы:

Во-первых, вы можете себе представить, что можно поменять местами разные резисторы для Rf. для достижения различных уровней трансимпеданса. Если вы заметите, что ваше выходное напряжение насыщено, просто поменяйте местами следующий меньший резистор. (Вот как мультиметры с выбираемыми пользователем входными диапазонами работают вручную!) Они существуют в виде усовершенствованных смешанных (аналоговых и цифровых) ИС, называемых трансимпедансными усилителями с программируемым коэффициентом усиления .

Вот пример изменения сопротивления обратной связи в момент времени t=1 с. :

Упражнение Нажмите, чтобы открыть и смоделировать приведенную выше схему. Как результат для t<1 с выглядеть иначе, чем вывод для t> 1 с ?

Если вы готовы пожертвовать линейностью, вы можете рассмотреть возможность использования логарифмического отклика на ток. Например, обычный диод с PN-переходом имеет падение напряжения, которое зависит от логарифма тока через него, примерно +60 мВ. на каждые 10x текущего.Измеряя напряжение на диоде, вы можете эффективно измерять токи на многие порядки величины. (Поместите два диода последовательно, и вы удвоите чувствительность до +120 мВ. в 10 раз больше тока!)

Вот пример с двумя диодами вместо резистора обратной связи:

Упражнение Нажмите, чтобы открыть и смоделировать приведенную выше схему. Имеет ли форма Vout(t) соответствуют вашим ожиданиям для синусоидального входа?

Обратите внимание, что мы использовали всего четыре диода (по два диода в каждом направлении протекания тока), но только один комплект является проводящим в любой момент времени.


Трансимпедансный усилитель операционного усилителя, нарисованный ранее, показывает неинвертирующий (+) вход операционного усилителя, подключенный к земле. Как обсуждалось в разделе «Заземление», это просто удобная маркировка, указывающая, где находится наша опорная точка 0-вольтажа, но в остальном ничего особенного.

Может быть полезно выбрать другое напряжение в качестве опорного. Это особенно верно, если мы проектируем трансимпедансный усилитель в рамках одной системы питания. Этого можно добиться, просто подав на неинвертирующий (+) вход операционного усилителя другое напряжение, например, Vref=+2.5 В . (На практике это напряжение может поступать, например, от делителя напряжения, опорного напряжения операционного усилителя или линейного стабилизатора напряжения на ИС.) Что происходит, когда мы меняем Vref ?

Упражнение Нажмите, чтобы открыть и смоделировать приведенную выше схему. Чем отличается кривая ВАХ DC Sweep по сравнению с предыдущим примером? Затем попробуйте добавить вторую развертку параметра постоянного тока, изменив V1.V от 0 до 5 с линейным шагом 0,5 В, и посмотрите на результирующий график моделирования.

Изменение Vref имеет два важных следствия:

Во-первых, он сдвигает диапазон токов, которые усилитель может измерить до насыщения.Раньше мы могли измерять только ±100 мкА. до того, как усилитель насытится на шинах питания. Но теперь мы можем подняться до +150 мкА. . Мы пожертвовали диапазоном в пользу минуса (теперь он составляет всего –50 мкА). ), но в большинстве случаев нас больше интересует измерение тока в одном направлении, чем в другом, так что это отличный компромисс!

Секунда, изменение Vref также сдвигает напряжение постоянного тока, которое появляется на Vdiv . Помните, что идеальный операционный усилитель регулирует свой выход, чтобы его входные напряжения были точно согласованы.Следовательно, изменение фиксированного постоянного напряжения на неинвертирующем входе приводит к изменению и на инвертирующем входе. Это может быть важно, поскольку источник или потребитель входного тока может сам по себе иметь ограниченный диапазон напряжений, в котором он может работать. Или, как мы увидим в приведенном ниже примере с фотодиодом, поведение самого фотодиода требует определенного напряжения смещения, один конец которого задается инвертирующим входом операционного усилителя.

Перемещение точки смещения не меняет фундаментальный наклон трансимпеданса цепи к напряжению, но является полезным практическим инструментом для изменения смещения, достаточного для того, чтобы схема в целом работала так, как вы хотите.


Трансимпедансный усилитель имеет интересные характеристики на разных частотах, и, как мы упоминали во введении к этому разделу, входное сопротивление теоретически идеального преобразователя тока в напряжение будет равно Rin=0. . В действительности, однако, Rin трансимпедансного усилителя на операционном усилителе широко варьируется в зависимости от частоты, и это корень многих проблем, которые мы рассмотрим в оставшейся части этого раздела.

Понимание входного импеданса трансимпедансного усилителя операционного усилителя не только поможет нам управлять стабильностью и полосой пропускания самого трансимпедансного усилителя, но также поможет нам разработать другие тесно связанные схемы операционных усилителей, такие как инвертирующие усилители и дифференциаторы.

Входной импеданс трансимпедансного усилителя сильно зависит от частоты.

  • Для частот намного ниже, чем произведение коэффициента усиления операционного усилителя на полосу пропускания f≪GBW , входное сопротивление Rin≈0 .
  • Для частот, значительно превышающих произведение коэффициента усиления на полосу пропускания операционного усилителя f≫GBW , входное сопротивление Rin≈Rf .

Мы можем легко увидеть это с помощью моделирования:

Упражнение Нажмите, чтобы открыть и смоделировать приведенную выше схему. Во-первых, обратите внимание, как величина входного импеданса (верхний график) изменяется с частотой.Затем нажмите «Расширенный график» и измените график магнитуды с линейного на логарифмический масштаб по оси Y. Вы заметили что-нибудь интересное в форме сюжета? Наконец, попробуйте изменить GBW операционного усилителя на 1/10. Что происходит с графиком входного импеданса?

Обратите внимание, что при моделировании входной импеданс начинает расти на 1-2 декады раньше, чем частота GBW. Это важно, поскольку трансимпедансные усилители часто используются для измерения очень малых токов и, следовательно, имеют очень большое значение Rf. , так что даже небольшая его часть может быть достаточно большой, чтобы поставить под угрозу поведение схемы на более низких частотах.

Интуитивно кроссовер происходит потому, что на частотах выше частоты GBW изменения входного напряжения операционного усилителя больше не вызывают одинаково больших изменений выходного сигнала. Это приводит к тому, что фракция AOL(s)1+AOL(s) падать до нуля, поскольку по определению |AOL(j⋅2πGBW)|=1 .

На низких частотах увеличение напряжения на входе (вызванное подачей тестового тока) быстро компенсируется уменьшением выходного напряжения. Но на высоких частотах флуктуации напряжения на входе меняются слишком быстро, чтобы операционный усилитель мог среагировать, поэтому , а не компенсируются противоположными колебаниями на выходе.Результатом является высокое входное сопротивление на высоких частотах.


Трансимпедансный усилитель дает особенно интересный результат, когда мы находим входное сопротивление Zin алгебраически, что помогает объяснить некоторые необычные свойства этой схемы. (Мы намекнули на это, когда отображали входной импеданс в логарифмическом масштабе в интерактивном упражнении выше.)

В нашем более раннем решении VCVS, описанном выше, мы исключили Vdiv. найти уравнение, связывающее Vout к иин . Но теперь нас интересует входное сопротивление:

.

Зин=Вдивин

В этом случае мы хотим взять те же два уравнения схемы, но использовать их, чтобы исключить Vout вместо.Давайте обратимся к той же схеме на основе VCVS, что и ранее:

.

Как и раньше, VCVS дает нам одно уравнение:

Vвых=-AOLVdiv

и закон Ома для резистора обратной связи дает нам секунду:

Vdiv-Vout=iinRf

Когда мы объединим эти два, чтобы устранить Vout , находим:

Vdiv(1+AOL)=iinRfVdiviin=Rf1+AOLZin=Rf1+AOL

Чтобы уловить эффекты, зависящие от частоты, мы можем заменить в передаточной функции Лапласа G(s) модели однополюсного операционного усилителя вместо AOL только для постоянного тока , то есть:

Г(с)=AOL1+s(AOL2πGBW)

Этот G(s) включает в себя как усиление постоянного тока AOL а также однополюсный спад, который преобладает в большей части частотного диапазона.Напомним, что s=jω=j2πf :

G(f)=AOL1+j2πf(AOL2πGBW)G(f)=AOL1+jf(AOLGBW)G(f)=AOL⋅GBWGBW+jfAOL

На частотах, где f⋅AOL≫GBW , который покрывает большую часть рабочей полосы пропускания большинства операционных усилителей, мы можем сделать алгебраическую аппроксимацию G′(f) который является упрощенной версией G(f) :

G'(f)=AOL⋅GBWjfAOLG'(f)=GBWjfG'(f)=-jGBWfG'(s)=2πGBWs

Это говорит нам о том, что величина отклика операционного усилителя без обратной связи приблизительно равна |G′(f)|=GBWf в широком диапазоне частот.(−j просто говорит нам об относительной фазе этого отклика.) Это определение произведения усиления на полосу пропускания: усиление |G′(f)| на заданной частоте f равен произведению усиления на полосу пропускания GBW деленная на частоту f .

Замена в нашем упрощенном G'(s) вместо оригинального AOL только для DC в нашем Зине уравнение выше, мы находим:

Zin(s)=Rf1+G′(s)Zin(s)=Rf1+2πGBWsZin(s)=sRf2πGBW+s

Как и в нашем интуитивном анализе входного импеданса, мы можем анализировать это уравнение отдельно как для высоких, так и для низких частот.

На высоких частотах, где f≫GBW , то s=j2πf член доминирует над знаменателем, и мы имеем Zin(s)≈sRfs=Rf . Это соответствует нашей предыдущей работе: на высоких частотах входное сопротивление выглядит как резистор обратной связи.

Однако на низких частотах все становится довольно интересно. Когда мы предполагаем, что f≪GBW , то s=j2π член в знаменателе становится несущественным, и у нас остается:

Зин(ы)≈sRf2πGBW

Этот входной импеданс пропорционален частоте и фактически выглядит точно так же, как импеданс катушки индуктивности , ZL=sL .Эквивалентная индуктивность Leq=Rf2πGBW . Для Rf=5 МОм и GBW=4 МГц , Leq=0,2 H . Это большое; эквивалентные индуктивности могут быть весьма значительными для медленных операционных усилителей и больших трансимпедансов.

Индуктивность представляет собой особую проблему, потому что, как только мы объединим индуктивность и емкость, мы получим систему второго порядка и может возникнуть резонанс, когда энергия многократно течет туда и обратно между индуктивностью и емкостью. Этот резонанс нежелателен, и далее мы увидим, как он влияет на отклик трансимпедансного усилителя, и, наконец, узнаем, как его смягчить.


Входной импеданс трансимпедансного усилителя по постоянному току приблизительно равен нулю. Однако при рассмотрении эффектов более высоких частот было бы неправильно предполагать, что входное сопротивление остается нулевым на более высоких частотах, поскольку на самом деле оно резко возрастает.

Когда большой импеданс сочетается даже с небольшой величиной емкости, результатом является большое значение τ=RC постоянная времени, что значительно снижает общую полосу пропускания схемы усилителя.

Хуже того, когда этот импеданс является индуктивным по фазе, результатом могут быть нежелательная нестабильность, резонанс и колебания.

Еще больше усугубляет проблему то, что трансимпедансные усилители часто используются с фотодиодами, где параллельно источнику фототока имеется большая истощающая емкость.

Эту проблему легче всего продемонстрировать с помощью быстрого моделирования, в котором мы добавляем небольшое количество емкости Cin. на входном узле:

Упражнение Нажмите, чтобы открыть и смоделировать приведенную выше схему. На графике в частотной области обратите внимание на значительные пики и убедитесь, что полоса пропускания усилителя намного меньше, чем полоса пропускания операционного усилителя 1 МГц.На графике во временной области наблюдайте звон, а не чистую переходную характеристику.

Моделирование показывает, что даже при малой емкости этот усилитель стабилен лишь незначительно. Он намного медленнее, чем нам хотелось бы, и в нем слишком много звона. В реальном мире он может быть даже нестабильным, неконтролируемо колеблющимся.

Из-за паразитной емкости всегда будет присутствовать некоторая величина емкости, даже если она непреднамеренная. Если мы разрабатываем трансимпедансный усилитель, обязательно нужно учитывать это и пытаться компенсировать эти эффекты.


Точно так же, как мы решили проблемы со стабильностью для схем инвертирующего усилителя и неинвертирующего усилителя на операционных усилителях, мы можем исправить некоторые неудовлетворительные характеристики, вызванные входной емкостью, добавив компенсационную цепь.

Условно говоря, по сравнению с примерами компенсации инвертирующего и неинвертирующего усилителя, компенсация более важна для типичного трансимпедансного усилителя, поскольку сопротивление обратной связи Rf и входная емкость Cin оба имеют тенденцию быть больше.

Простейшая компенсационная схема — просто добавить конденсатор обратной связи Cf параллельно с Rf .

Рассмотрим пример, в котором мы измеряем ток величиной |Imax|=1 мкА. и иметь ±5 В источники напряжения, для Rf=5 МОм . Также предположим, что это фотодиод с обедненной емкостью Cin=100 пФ. при обратном смещении при −5 В . Как выглядят переходная характеристика и частотная характеристика, когда этот трансимпедансный усилитель некомпенсирован?

Упражнение Нажмите, чтобы открыть и смоделировать приведенную выше схему.Посмотрите на звон в ступенчатой ​​характеристике и пики в частотной характеристике.

Некомпенсированный, этот усилитель незначительно (т.е. едва) стабилен. Моделирование во временной области показывает значительный звон, а не хорошую чистую переходную характеристику.

Теперь добавим компенсационный конденсатор Cf . Насколько большим должен быть этот конденсатор? Ответ сложен и включает в себя взаимодействие между входной емкостью, сопротивлением обратной связи и передаточной функцией операционного усилителя. Самый простой способ найти правильное значение — с помощью моделирования.

Мы будем использовать развертку параметров симулятора, чтобы попробовать разные значения и наблюдать результирующие переходные характеристики во временной области и характеристики в частотной области:

Упражнение Нажмите, чтобы открыть и смоделировать приведенную выше схему. Отрегулируйте развертку параметра для Cf.C , чтобы сравнить значения нескольких конденсаторов.

Обратите внимание, что даже при 0,1 пФ емкости (крошечная величина, которую могут иметь даже два соседних провода!), звон переходной характеристики существенно уменьшается.Но когда мы добавим еще немного, мы можем полностью избавиться от перерегулирования. Если вы используете способность симулятора перебирать параметр емкости, вы можете быстро сравнить переходные характеристики и обнаружите, что где-то около Cf=1,7 пФ наверное оптимален в данном случае.

Добавление компенсации нестабильности может иметь решающее значение, если вы хотите избежать непреднамеренных колебаний в реальных схемах. В симуляторе схемы мы точно знаем значение параметров операционного усилителя.Но в реальном мире мы этого не делаем. Как правило, безопаснее перекомпенсировать , добавив немного большее значение Cf. чем предсказывает моделирование, чтобы защитить себя от случаев, когда операционный усилитель не работает в соответствии со спецификацией. Сверхкомпенсация снизит полосу пропускания, но сохранит стабильность и даст чистую переходную характеристику.


Хотя компенсация устраняет нестабильность, перерегулирование и звон, она не устраняет уменьшенную полосу пропускания усилителя. Даже при правильной компенсации пример трансимпедансного фотодиодного усилителя, показанный с Rf = 5 МОм и Сf=1.7 пФ имеет только −3 дБ полоса пропускания около 20 кГц . Это довольно мало, особенно если полоса пропускания операционного усилителя равна 4 МГц. .

Простой способ увидеть, что ограничивает полосу пропускания, — использовать развертку параметров симулятора для изменения различных значений в цепи и сравнить полученные графики отклика в частотной области. Например, давайте проверим различные значения Rf :

Упражнение Нажмите, чтобы открыть и смоделировать приведенную выше схему. Как ведет себя схема при разных номиналах для Rf.Р ?

Очевидно, моделирование показывает, что изменение Rf изменяет усиление трансимпеданса по постоянному току, и что более низкие значения трансимпеданса соответствуют более высокой полосе пропускания. Тем не менее, это классический компромисс между усилением и полосой пропускания: на более высоких частотах все графики амплитуды затухают и перекрываются!

Горизонтальный участок графика магнитуды задается непосредственно значением Rf , который меняется для каждого цикла развертки параметров. Напротив, убывающая секция задается ZCf=1jωCf , который одинаков для каждого запуска моделирования.На высоких частотах параллельная комбинация Rf//Cf преобладает Cf . Эти факты объясняют форму графика DC Sweep: отдельные трассы на более низких частотах, перекрывающиеся и уменьшающиеся на более высоких частотах.

На самом деле, это должно быть , если трансимпедансный усилитель правильно скомпенсирован. Более крупный Cf сдвигает убывающую линию вниз. Меньший Cf поднимает линию до тех пор, пока не вступит в действие какой-либо другой элемент, ограничивающий полосу пропускания, — в данном случае сам операционный усилитель.

Что если мы удалим Cf но изучить различные параметры операционных усилителей? Можем рассмотреть, поможет ли более быстрый ОУ:

Упражнение Нажмите, чтобы открыть и смоделировать приведенную выше схему. Как ведет себя схема с разными значениями для OA1.GBW ?

Очевидно, что более быстрый операционный усилитель (более высокое произведение коэффициента усиления на полосу пропускания) расширяет полосу пропускания трансимпедансного усилителя. Хотя мы видим значительный пик на графике амплитуды, мы знаем, как это исправить, добавив компенсационный конденсатор, который будет меньше для более быстрых усилителей.Даже при очень быстром гипотетическом GBW=1 ГГц операционный усилитель, трансимпедансный усилитель имеет общую полосу пропускания едва 870 кГц .

Ключевым выводом является то, что если вам нужно измерить малые токи в широкой полосе пропускания, вам, вероятно, понадобится либо очень быстрый операционный усилитель (конечно, с правильной компенсацией), либо вам нужно уменьшить трансимпеданс и переместить этот коэффициент усиления в более позднее напряжение. этап усиления.


Если вам нужна еще большая пропускная способность, это возможно даже без более быстрых операционных усилителей. Когда производительность имеет значение, одного операционного усилителя недостаточно.Простая демонстрация здесь сравнивает четыре способа преобразования тока нашего фотодиода в напряжение, все с 5 МОм. общего трансимпеданса:

Упражнение Нажмите, чтобы открыть и смоделировать приведенную выше схему. Как соотносится пропускная способность для наших четырех примеров?

Пример 1, наш трансимпедансный усилитель на операционном усилителе, имеет частоту около 24 кГц. пропускная способность.

Пример 2, просто резистор (без операционного усилителя), намного хуже, всего около 0,3 кГц. пропускная способность. (Важно то, что это демонстрирует необходимость трансимпедансного усилителя в первую очередь! Когда присутствует входная емкость, один только резистор создает плохой преобразователь тока в напряжение.)

В примере 3 между фотодиодом и трансимпедансным усилителем операционного усилителя вставляется небольшая схема BJT, что обеспечивает впечатляющую частоту 182 кГц. пропускная способность в 7,5 раз больше, чем в примере 1! Это не особенно практичный интерфейс для создания, и он значительно усложняет реальную реализацию источников смещения, но он демонстрирует, что можно значительно улучшить характеристики трансимпедансного усилителя, создав собственный интерфейс.

Пример 4 сочетает трансимпедансный усилитель на операционном усилителе с сопротивлением 500 кОм. с инвертирующим усилителем на операционном усилителе второго каскада с коэффициентом усиления −10 , достигая общей полосы пропускания 82 кГц .Это не так хорошо, как пример 3, но это гораздо более простое решение.

Мы можем превратить Пример 3 в пример из реальной жизни, используя высокоскоростной BJT для Q1 и добавив вокруг него остальную часть схемы для смещения:

Упражнение Нажмите, чтобы открыть и смоделировать приведенную выше схему. Что такое −3 дБ? пропускная способность этой конфигурации?

С помощью всего нескольких дискретных транзисторов и резисторов мы расширили полосу пропускания нашего трансимпедансного усилителя с 24 кГц до (пример 1, только операционный усилитель) до 170 кГц .Немного больше стоимости, сложности и энергопотребления, но огромный прирост производительности!

Проблема широкополосного преобразования тока в напряжение (с ненулевой входной емкостью) широко распространена в высокоскоростных системах связи.

alexxlab

Добавить комментарий

Ваш адрес email не будет опубликован.