Site Loader

Содержание

Активный кроссовер для биампинга — AudioKiller’s site

Активный кроссовер для биампинга содержит два фильтра – фильтр нижних частот (ФНЧ – Low Pass) и фильтр верхних частот (ФВЧ – High Pass). Он разделяет входной сигнал на две полосы частот. Каждая полоса усиливается своим усилителем и подается на свой динамик. В результате получается биампинг, который создает очень хороший правильный звук.

Биампинг – очень хорошая штука, и наконец настала пора его внедрения в мою аппаратуру (в ресивер). Прошли все предварительные тесты и пробы. Ну и наконец появился новый вариант кроссовера. Это дальнейшее улучшение первой модели кроссовера. Разница в том, что я разработал его под качественные пленочные конденсаторы типа К73-17, К73-44, К78-16, EPCOS и др. (поэтому в плате много “лишних” отверстий для конденсаторов разных габаритов). Кроме того, чтобы уменьшить габариты платы, я использовал SMD резисторы размера 1206 – более мелкие погоды не сделают (конденсаторы-то все равно большие и именно они определяют размеры платы), а паять их сложнее. По этой же причине я использовал микросхемы в DIP корпусах – проще паять. SMD конденсаторы использовать нельзя – они керамические, и могут ухудшить качество звучания.

Схема практически не изменилась (это один канал стерео варианта), в кроссовере используются фильтры Баттерворта 3-го порядка ВЧ и НЧ:

Схема кроссовера

Использование именно активного кроссовера для биампинга очень выгодно, а применение фильтров Баттерворта позволяет получить такие преимущества:

  1. Оба фильтра кроссовера (ВЧ и НЧ) имеют максимально плоскую амплитудно-частотную характеристику (АЧХ) в полосе пропускания. Поэтому все частоты диапазона будут воспроизводиться с максимально одинаковой громкостью.
  2. Фильтры 3-го порядка дают хорошую скорость спада АЧХ в полосе затухания. В результате все “вредные” частоты будут хорошо подавляться.
  3. Сигнал с фильтра НЧ кроссовера через свой усилитель подается на НЧ/СЧ динамик (мидвуфер), а с фильтра ВЧ через свой усилитель подается на ВЧ динамик (твиттер). Звук каждого из динамиков суммируется и получается полный диапазон сигнала. Применение таких фильтров дает
    плоскую суммарную АЧХ
    . Это значит, что громкость всех частот получившегося звука будет одинакова.

Входной конденсатор С0 “отрезает” возможное постоянное напряжение на входе. И одновременно (совместно с резистором R0, который должен лежать в пределах 33…68 кОм) является сабсоник-фильтром – снижает уровень низких частот, ниже частоты среза, его можно рассчитать так:

С0 [мкФ] = (4…5) / Fmin [Гц]

Это для значения 47 кОм, если R0 имеет другое значение, то во сколько раз R0 больше, чем 47 кОм, во столько же раз С0 должен быть меньше, чем по формуле, и наоборот. Частоту среза лучше выбирать раза в 2…3 ниже, чем самая низкая рабочая частота вам требуется. Исключение составляют случаи, когда ну очень нужно обрезать низкие частоты, то в формулу подставляем нижнюю рабочую частоту.

Резистор R7 регулирует уровень верхних частот – обычно отдача ВЧ динамика выше, и сигнал для него приходится ослаблять. Это важно в биампинге – иначе возможен частотный дисбаланс. Здесь использован многооборотный подстроечный резистор – и герметичный (пыль не попадает и не изменяет сопротивления), и позволяет точно отрегулировать уровень сигнала. Резисторы R8, R9, R10 позволяют “отвязать” блок от источника питания и возможных земляных петель (чтобы кроссовер можно было бы без проблем встроить в уже существующую аппаратуру). Конденсаторы С7…С10 – фильтры питания. Они должны быть одинаковыми для “+” и “-” питания.

Номиналы некоторых деталей не указаны – они зависят от частоты среза фильтров. Сами фильтры можно рассчитать по этой программе расчета кроссовера. Только нужно, чтобы сопротивления резисторов лежали в пределах 10 кОм…1МОм (тогда будет меньше помех и влияния кроссовера на другие блоки).

Для себя я сделал фильтр с частотой раздела около 2,5 кГц. Вот его АЧХ – идеал! Я использовал это кроссовер для биампинга в своем ресивере, при помощи которого я смотрю кино и слушаю музыку. Про это можно почитать и посмотреть фотографии на странице Биампинг фронтальных каналов ресивера.

Я измерял АЧХ по старинке, при помощи генератора (с низкими искажениями), частотомера и электронного вольтметра. Точки, в который производились измерения показаны на линиях (черным и голубым цветом). Суммарная электрическая АЧХ – практически идеальная прямая с неравномерностью не более +-0,05 дБ!!!

Конденсаторы желательно по возможности подобрать по емкости, но я, например, сильно не усердствовал, более-менее близкие, и все тут. Резисторы я вообще не подбирал, и вот что получилось при рассматривании через микроскоп:

Очень хорошо!!! Неравномерность АЧХ фильтра НЧ в диапазоне от 20 Гц не более 0,3 дБ! Ниже частоты 50 Гц влияет входной конденсатор С0, а выше частоты 1000 Гц – это уже начинается нормальный спад фильтра НЧ.

Измерения искажений показали, что они (искажения) находятся на уровне предела измерений – менее 0,002%. Это при использовании микросхемы ОРА2134РА. Более “крутые” операционные усилители (ОУ) использовать не рекомендуется – разницы не услышите, но можете получить много проблем с устойчивостью и ВЧ помехами. Более “простые” ОУ будут работать весьма неплохо – глубина ООС большая и искажения хорошо компенсируются. Однако советую избегать применения микросхем типа 4558 – я исследовал линейность микросхем операционных усилителей, у этой микросхемы довольно плохая линейность и нагрузочные характеристики.

Сама плата в стерео варианте получилась чуть больше спичечного коробка. Я считаю, что стремиться сделать кроссовер еще более миниатюрным нет смысла: качественные конденсаторы все равно большие, а если элементы установить слишком тесно, то получатся лишние паразитные емкостные связи, да и “соплю” между дорожками легче заполучить.

Скачать схему и монтаж

Микросхемы и конденсаторы находятся с верхней стороны платы, резисторы (кроме R7) – с нижней.

Очень важный момент: плата двухсторонняя и отверстия имеют сквозную металлизацию!!! В любительских условиях ее сделать практически невозможно, а без металлизации может быть непропай и неконтакт.

Вот АЧХ динамиков в ближнем поле, каждый из которых подключен к своему собственному усилителю, а усилители включены через этот кроссовер. При измерении работали оба динамика, поэтому сигнал ВЧ присутствовал при снятии НЧ характеристики и наоборот, создавая некоторые помехи. Но эти помехи весьма малы. Суммарная АЧХ (вычисленная) – очень ровная. Видно, что у НЧ динамика на частоте 5…7 кГц резкий выброс, связанный с переходом диффузора в зонный режим работы. Фильтра 3-го порядка этот выброс успешно подавляет (на самом деле выброс еще меньше, это еще из ВЧ динамика сигнал попадает). Попробуйте так настроить пассивный фильтр! И учитывайте, что настолько сильно подавить выброс фильтром 2-го, а тем более 1-го порядка не получится!

Тестовые прослушивания были очень успешными: заслушивался! Вот сравнение АЧХ одной и той же колонки (колонка на своем штатном месте, микрофон в точке прослушивания) со встроенным пассивным кроссовером, и при биампинге с активным кроссовером (это другая колонка с другими динамиками). Волнистость АЧХ – влияние помещения (надо сказать вполне неплохое), а спад ниже 800 Гц – особенности измерения.

У пассивного кроссовера (красная линия) есть провал на границе стыковки полос 2…4 кГц. А у активного кроссовера такого провала нет!

Конечно, мне могут сказать, что кривоватая АЧХ с пассивным кроссовером (провал в области 2…6 кГц) – следствие недостаточно тщательной настройки пассивных фильтров. Я не отказываюсь! Еще пара недель настройки и возможно было бы лучше. На самом деле, настройке пассивного кроссовера сильно мешала зависимость сопротивления и индуктивности динамиков от частоты (а они еще и от амплитуды зависят!). Активный кроссовер параметры динамика вообще не чувствует, поэтому АЧХ получается наилучшей. Кроме того, если вспомнить, сколько для пассивного фильтра пришлось доматывать и отматывать катушки и параллелить конденсаторы! Жуть! А тут сразу раз, и заработало! Нужно было только выбрать частоту раздела, и подкрутить подстроечник, чтобы установить уровень на ВЧ.

PS. У меня есть платы промышленного изготовления, как заказать, см. Купить печатную плату.

29.03.2009

Total Page Visits: 340 — Today Page Visits: 4

Biamping or not biamping? (опыт реализации активного биампинга)

Схема
Уточню, что под биампингом я подразумеваю полный биампинг, т.е. когда динамические головки подключены напрямую к выходам усилителей в обход пассивных фильтров АС (см. Рис. 1). При этом на вход усилителей сигнал подается через активный кроссовер, не искажающий результирующую ФЧХ и АЧХ.

Рис.1. Подключение компонентов системы при реализации биампинга.


Некоторые активные кроссоверы реализуются без учета линейности ФЧХ, т.е. на простых фильтрах Баттерворта 2,3 порядка, которые порождают фазовый сдвиг. В итоге это приводит к нарушению целостности звуковой картины. Реализаций активных кроссоверов, обладающих линейными ФЧХ/АЧХ не мало, но большинство из них требует большого количества деталей и точного подбора пассивных элементов.
Для эксперимента я выбрал одну из самых простых схем кроссовера, иначе ее называют — фильтр с постоянным уровнем (источник):

Рис 2. Схема активного кроссовера для одного канала (без блока питания)

Рис 3. АЧХ кроссовера (при сложении сигналов ВЧ и НЧ каналов получается гладка АЧХ)

Частота раздела полос вычисляется по формуле: F=1/(2πRC). По этой формуле легко подобрать R и С для требуемой частоты раздела F. Для моей акустики оптимальная частота радела равна 3500 Гц.

Фазовый сдвиг сигналов на выходе фильтра равен 180 градусам. Твитер следует подключить к усилителю для ВЧ противофазно.

Схема кроссовера содержит минимум элементов и не критична к точности подбора пассивных элементов. Характеристики АЧХ и ФЧХ абсолютно линейны в области 20…20000 Гц. Но у данной схемы есть и недостатки: 

  • второй порядок фильтра (крутизна спада АЧХ 12 дБ на октаву) может быть недостаточным для хорошей стыковки динамиков АС; 
  • предъявляются высокие требования к линейности АЧХ динамиков на протяжении 2 октав от частоты среза. 
Тем не менее собранный по этой схеме кроссовер прекрасно работает. Коэффициент усиления кроссовера равен единице, поэтому его входы можно подключать непосредственно к источнику сигнала, а выходы к усилителям.
Реализация
Печатку на скорую руку начертил в SprintLayout. Кто захочет повторить, могут скачать ее здесь. Для кроссовера подойдут любые операционные усилители, но желательно на них не экономить (есть простор для экспериментов). Я использовал LM4562NA.

Схема питается от стабилизированного источника +/-15 вольт. Стабилизатор реализован на микросхемах L7815CV (+15В), L7915CV(-15В) и размещается на одной плате с кроссовером.

Регулировка общей громкости системы осуществляется через сдвоенный переменный резистор, подключенный к входам кроссовера. Такое решение позволяет обойти необходимость раздельной регулировки громкости на усилителях.

Корпус для кроссовера был заказан на Aliexpress. По размерам идеально подошел корпус усилителя для наушников (ссылка). Огорчает только наличие отверстия в центре корпуса под разъем для наушников. Сначала закрыл отверстие алюминиевой пластиной, но смотрелось это убого, пришлось сделать алюминиевый диск того же диаметра (см. первое фото).

Рис. 4. «Начинка» кроссовера в сборе

Рис. 5. Конденсаторы фильтра (2х6800 мкФ) расположены горизонтально, чтобы не мешали закрытию верхней панели корпуса.

Рис. 6. Вид на обратную сторону с паутиной проводов

Рис. 7. В роли оконечного каскада для ВЧ и СЧ/НЧ динамиков я задействовал два стерео усилителя А-класса — JLH 1969. 

Акустика собственной сборки на Fostex FE126En и Fountek NeoCd3.5h, с возможностью перемещения твитера для оптимизации ФЧХ.

Рис 8. 2-х полосная АС для экспериментов

Настройка

Увы, без настройки и согласования всех компонентов системы реализация биампинга, на мой взгляд, не оправдана и может привести даже к ухудшению звучания системы, по сравнению с классическим (заводским) подключением через пассивный фильтр. Причины:

  1. Необходимо выровнять отдачу НЧ/СЧ и ВЧ драйверов в области раздела полос точной подстройкой громкости усилителей или регулировкой выходных сигналов в кроссовере (если для этого были предусмотрены подстроечные резисторы).
  2. Необходимо совместить акустические центры динамиков для получения оптимальных ФЧХ и ПХ. 

Также стоит обратить внимание, что усилители должны иметь функцию Source direct — отключение темброблока (в идеале темброблока/эквалайзера в тракте вообще не должно быть).

Для настройки потребуются: 

  • вольтметр переменного напряжения или осциллограф для выравнивания у усилителей коэффициентов усиления, если используются неидентичные усилители.
  • измерительный микрофон для проверки итоговых АЧХ/ФЧХ/ПХ акустики и подстройки уровня сигнала при разной чувствительности НЧ/СЧ и ВЧ драйверов в области раздела полос.
Для предварительной (грубой) настройки необходимо выровнять коэффициенты усиления УМ. Для этого можно подать на входы усилителей (слабый!) сигнал одинаковой амплитуды и частоты. Выходы усилителей нагрузить сопротивлением, равным сопротивлению используемых динамиков. Регулятор громкости обоих усилителей выставить в максимальное положение. Уменьшая громкость на одном из усилителей, сделать так, чтобы выходные напряжения были равны, отслеживая изменение по вольтметру.
Затем динамики подключаются к усилителям, усилители к кроссоверу и дальнейшая настройка осуществляется по микрофону с использованием соответствующего ПО (Arta, SpectraLab).

Важно! Т.к. регулировка общей громкости выполняется с помощью переменного резистора на входе активного кроссовера, при этом регуляторы громкости на усилителях выставлены в максимальное или околомаксимальное значение, то нужно внимательно отключать/подключать  усилители к кроссоверу. Не забывайте выключать усилители или убавлять громкость до минимума! Есть высокий риск повредить динамики АС, особенно если мощность усилителей превышает предельную кратковременную мощность динамиков. Учтите, что ВЧ динамик подключается к усилителю напрямую, без разделительного конденсатора, который мог бы обрезать низкочастотный сигнал при ошибке подключения. Он легко может быть поврежден. 

Микрофон необходимо размещать на уровне центра ВЧ динамика и на расстоянии, равном расстоянию от АС до точки прослушивания. Это связано с тем, что центры НЧ/СЧ и ВЧ драйверов расположены не на одной оси, как, например, у коаксиальных динамиков. Соответственно, чем больше расстояние между двумя драйверами, тем сильнее меняется ФЧХ в зависимости от расстояния до АС. По этой причине рекомендуется размещать СЧ и ВЧ драйверы как можно ближе друг к другу (в идеале нужно сделать так, чтобы они друг на друга немного «наезжали»).
Сдвигая ВЧ динамик относительно НЧ/СЧ динамика, необходимо совместить их акустические центры, контролируя согласование сигналов по переходной характеристике. Она должна быть максимально приближена к идеальной (резкий подъем с плавным затуханием, см Рис. 9).

Рис. 9. Идеальная переходная характеристика


Затем выполняется тонкая подстройка (сдвиг динамиков относительно друг друга и выравнивание отдачи динамиков) по итоговым ФЧХ и АЧХ акустики. ФЧХ не должна содержать резких скачков фазы, а АЧХ — провалов в области частоты раздела.
Измерения 
Измерения проводились в обычной жилой комнате с помощью самодельного измерительного микрофона и ПО Arta. Возможностей такого микрофона вполне достаточно для измерения ПХ и ФЧХ и проверки отсутствия резких пиков/провалов в АЧХ. Но если есть возможность, то лучше воспользоваться профессиональным измерительным микрофоном.

Рис. 10. Измеренная переходная характеристика. Очень быстрое нарастание и затухание сигнала. Великолепный результат!

Рис. 11. Измеренная ФЧХ системы (ФЧХ не содержит резких скачков фазы и меняется очень плавно) 

Если сравнить переходные характеристики акустики с пассивным и активным кроссовером (Рис. 12), то результат налицо. По графикам видно, что для варианта с активным кроссовером затухание основного пика импульса происходит в 2 раза быстрее. Существенно уменьшается влияние переходных процессов, что в лучшую сторону сказывается на реалистичности звучания ударных инструментов и отчетливости воспроизведения мельчайших деталей. Такого результата невозможно добиться другими способами, например, доработкой пассивного фильтра, демпфированием динамиков, и тем более заменой проводов/усилителей или прочими средствами из области аудиофильских сказок.

Рис 12. Зеленая линия — переходная характеристика с активным кроссовером, фиолетовая — с пассивным

Прослушивание

Расстановку стерео акустики рекомендую всегда выполнять по «аудиофильскому фэншую» (Рис. 13), т.к. при таком расположении зона стереоэффекта будет оптимальна и можно достоверно оценить качество звучания стеросистемы.  

Рис. 13. Рекомендуемое расположение слушателя относительно пары АС


Наконец-то все подключено и настроено. Процесс создания биампинговой системы достаточно трудоемок и остается главный вопрос: «А стоит ли овчинка выделки?» Скажу без тени сомнения: Однозначно стоит!

Звучание акустики, после перехода на биампинг с минимальнофазовой характеристикой системы, меня приятно удивило! Можно сказать, во второй раз словил «Вау!» эффект (первый раз был, когда на пассивных фильтрах добился когерентного звучания мидбаса и твитера в области раздела полос — тогда проявился объем и отлично прорисованная сцена). В случае с биампингом прорисовка сцены, инструментов голосов исполнителей доведена до абсолюта. Слушая качественные записи, нет желания закрыть глаза для погружения в атмосферу музыкального произведения. Наоборот, хочется смотреть в пространство вне акустики и удивляться тому, как оно так может звучать! Акустика, как нечто материальное, исчезает и звуки могут быть слышны отовсюду, словно это не стеросистема, а многоканальная система пространственного звучания. Звук реально окружает тебя. Особенно впечатляет насколько хорошо и отчетливо проявилось эхо и послезвучия, воссоздающие объем зала. Порой ловлю себя на том, как обманывается мозг — очень удивляешься, когда реальное пространство меньше того, что слышится. Отмечу, что все, кому демонстрировал свою систему (друзья, жена, мама :)), обращают внимание на этот эффект.
Что касается верности воспроизведения музыки, то данная система меня более чем устраивает. Нет никакого желания где-то что-то подкрутить, добавить «низов» или «верхов». Это в очередной раз доказывает, что для грамотно построенной и согласованной системы эквалайзеры и регуляторы тембра не требуются. Имхо, секрет качественного звука простой:
  • компоненты должны оказывать минимальное воздействие на звук (усилитель А-класса и отсутствие эквализации в тракте)
  • акустика должна быть либо на широкополосном динамике, либо, что лучше,  двух-трехполосная минимально-фазовая. 

После достаточно долгого прослушивания данной системы и сравнения с другими хорошими пассивными АС, в т.ч. на широкополосном динамике, могу с абсолютной уверенностью утверждать, что многополосные минимально-фазовые системы — это качественно новые ощущения от прослушивания любимой музыки. Никакие ухищрения при использовании обычных акустических систем, без учета принципа минимально-фазовости, не дадут схожего эффекта пространственного звучания и точности локализации инструментов или голосов исполнителей.  

upd:

После приобретения измерительного микрофона Nady CM 100, с помощью которого можно максимально достоверно измерить АЧХ, Fostex был доработан. У динамика удален пылезащитный колпачок и установлена фазовыравнивающее тело. Затем проведены замеры комнатной АЧХ акустики в биампинг варианте и выполнена окончательная подгонка уровней усиления. Итак на Рис. 14, первая линия АЧХ — биампинг с доработанным Fostex, вторая — включение Fosetx в широкополосном режиме и до его доработки:

Рис. 14. Сравнение АЧХ АС в широкополосном варианте и в двухполосном биампинг варианте

Неравномерность АЧХ в СЧ/ВЧ диапазоне укладывается +/- 2-2.5 Дб (при увеличении расстояния становится еще более сглаженной), что намного лучше широкополосного варианта данной АС. Конечно не идеал и есть еще к чему стремиться, но вкупе с минимальнофазовой характеристикой это просто великолепный результат! Звучание системы очень натуральное и естественное.

Проекты — MAX-Audio Студия автозвука

Bi-Amping усиление в автомобиле.

Подключение акустических систем (АС) к усилителю по схеме Bi-amping означает, что для левой и правой АС используется четыре независимых канала усиления, а также активная фильтрация (разделение по частотным регистрам) аудиосигнала, выполняемая до стадии усиления. Подразумевается, что АС имеют не менее двух полос – а таковы практически все высококачественные АС. Таким образом, Bi-amping существенно отличается от обычной, не имеющей специального названия, схемы подключения, в которой используются только две пары каналов усиления вне зависимости от числа полос АС, а фильтрация аудиосигнала выполняется с помощью пассивного кроссовера уже после того, как аудиосигнал усилен – но до того, как он поступил на динамики разных регистров АС.

Многие ведущие производители автомобильной аудиотехники усиленно рекомендуют схему Bi-amping для своей продукции среднего и высшего классов. В последние годы эта тенденция существенно усилилась, о чем красноречиво говорят особенности выпускаемой техники. В число горячих сторонников Bi-amping входят итальянская Elettromedia с брендами Audison и Hertz, а также французская Focal. К примеру, в 3-компонентных комплектах средней серии Audison Voce и высшей серии Hertz Mille принципиально нет пассивного 3-полосного кроссовера – они ориентированы на Bi-amping. Полностью пригодные к Bi-amping усилители есть уже в младших линейках Audison и Hertz. У Focal все модели флагманской серии Elite Utopia Be предлагаются в двух версиях: обычной, комплектуемой пассивным кроссовером Crossblock, либо в версии Active для включения по схеме Bi-amping (или при желании – Tri-Amping, т.е. с 3-полосным активным кроссовером и 6-ю каналами усиления). Соответствующие возможности есть и у усилителей старшей серии Focal Elite FPS.

Общеизвестно, что обычная схема с двумя каналами усиления и пассивными кроссоверами может отлично звучать. Более того, в домашней аудиотехнике подключение по схеме Bi-amping используется очень редко. В то же время, в профессиональной аудиотехнике Bi-amping (или Tri-Amping, в зависимости от числа полос АС) – это “стандарт де-факто” для любых контрольных мониторов, начиная с младших линеек.

Попробуем разобраться, почему столь разнятся подходы в аудиотехнике разных сфер применения, и каковы реальные преимущества Bi-amping.

  • Теоретические недостатки пассивных кроссоверов
  • Разная энергия для разных частот
  • Bi-amping во всей красе
  • Практика: почему именно Bi-amping для 3-полосных АС?
  • Как не потеряться в свободе выбора частот активных фильтров?
  • Необязательное, но полезнейшее дополнение к Bi-amping
  • Готовые решения

Теоретические недостатки пассивных кроссоверов
Пассивный кроссовер получил свое название в силу того, что он построен на пассивных электронных комплектующих: катушках индуктивности, конденсаторах, резисторах. Возможны и другие пассивные комплектующие – например, необходимые для защиты ВЧ-звена от перегрузки. В противоположность им, активные кроссоверы построены на активных, требующих питания радиоэлементах – к примеру, операционных усилителях. С теоретической точки зрения, пассивные кроссоверы проигрывают активным практически по всем параметрам. Ниже приведены только некоторые из принципиальных недостатков.

Пассивный кроссовер работает не сам по себе, а как часть системы, в которой необходимо учитывать также эл. характеристики подключенных к кроссоверу динамиков. Характеристики динамиков (сопротивление, индуктивность) находятся в сильной зависимости от частоты и амплитуды поступающего на них аудиосигнала. Зависимость импеданса (полного сопротивления) динамика от частоты указывается некоторыми производителями – например, Focal в общедоступной технической документации, и ее график совсем не похож на горизонтальную прямую линию. Что касается зависимости от амплитуды, то температура звуковой катушки в процессе работы без всякого экстрима может легко достигать 150C, с неизбежным существенным ростом сопротивления. Соответственно, характеристики кроссовера сильно нестабильны.

Для выравнивания разницы в чувствительности динамиков разных регистров АС в состав кроссовера входят резисторы, на которых впустую рассеивается мощность. У катушки индуктивности также есть свое эл. сопротивление (оно тем выше, чем ниже частота среза кроссовера), на нем также теряется много мощности. Если учесть, что собственный КПД (без кроссовера) любого динамика изначально чудовищно низкий: чувствительность 91 дБ/Вт/м соответствует КПД 1% (один процент), а при меньшей чувствительности КПД еще ниже, подобная растрата энергии выглядит удручающе. К примеру, для компенсации разницы в чувствительности между динамиками разных регистров в 3 дБ (скажем, между 87 дБ/Вт/м и 90 дБ/Вт/м), для более чувствительного динамика потребуется резистор, на котором будет рассеиваться половина (!) мощности аудиосигнала. И это не считая потерь энергии в звуковой катушке. Более того, расход энергии на нагрев элементов кроссовера вновь приводит к изменению характеристик. Специальные радиаторы охлаждения, к примеру – для резисторов кроссовера, можно встретить только моделях топ-класса и соответствующей стоимости.

Многие лучшие аудиоинженеры любят повторять, что в мире высококачественной аудиотехники еще много нераскрытых тайн, а самой большой из них выступает взаимодействие усилителя мощности и подключенного к нему динамика. Т.е. можно “иметь на руках” все данные объективных измерений (ток, напряжение, индуктивность, импеданс, АЧХ, ФЧХ и т.д.) – но нахождение вызывающего восторг звучания остается вопросом проб, ошибок и во многом – интуиции. Если же динамики подключены к усилителю не напрямую, а через пассивный кроссовер – ситуация драматически усложняется. Объективно, от этого страдает демпинг-фактор (отношение сопротивления нагрузки к выходному сопротивлению усилителя), в той или иной степени влияющий на способность усилителя контролировать поведение динамика. Но есть еще много факторов, пока неизученных.

За исключением простейшего фильтра 1-го порядка (6 дБ/окт), все виды пассивных фильтров приносят фазовый сдвиг. В плохо спроектированных кроссоверах это приводит к фазовому рассогласованию между динамиками разных регистров. Но даже если в конструкции кроссовера предприняты меры по согласованию фаз разных регистров, какое-то взаимное фазовое рассогласование все равно остается неустранимым.

Кроме того, вносят свою лепту соображения себестоимости и прочие факторы. К примеру, популярнейшие в недорогих кроссоверах биполярные электролитические конденсаторы имеют сильную зависимость характеристик от рабочей температуры, быстро стареют со временем, а у совершенно новеньких допустимое отклонение реальных характеристик от номинальных может достигать 50 % – это в нормах допуска. Столь же несовершенны обычные для кроссоверов недорогих АС катушки индуктивности с металлическим сердечником. Высококачественные комплектующие сильно дороги. Кроме того, если конструкторы прибегают к всевозможному усложнению конструкции кроссовера для устранения вышеописанных недостатков (включая многочисленные цепи коррекции и т.д.), эта сложность сама по себе выступает “ахиллесовой пятой” в хранящей множество тайн системе усилитель – кроссовер – динамики.

 

Разная энергия для разных частот

В приложении к Bi-amping, а тем более Tri-amping, полезно знать, как примерно распределяется мощность по диапазону частот. Считается, что на большинстве “типичных” музыкальных программ энергетический “экватор” находится на частоте 250-350 Гц. Т.е. на весь обширный диапазон частот выше этой отметки приходится столько же энергии (мощности), сколько на узенький нижележащий диапазон. И как раз примерно на этой частоте обычно находится частота раздела ФНЧ для мидбасовых динамиков и ФВЧ для СЧ-динамиков в 3-компонентных АС. При делении частот между СЧ и ВЧ (или НЧ/СЧ и ВЧ в 2-компонентных АС) чаще всего фильтры настроены на 2,5-3 кГц, что означает, что на долю ВЧ приходится только 15-20% энергии (мощности) от общей мощности, приходящей от усилителя. Если частота среза ФВЧ для ВЧ-динамика еще выше – например, 5 кГц (встречается не так уж редко), то на долю ВЧ приходится только 10% энергии. Т.е. для АС номинальной (продолжительной) допустимой мощностью 100 Вт эта цифра означает мощность широкополосного (full range) аудиосигнала от усилителя, а на долю ВЧ-динамиков после кроссовера при воспроизведении большинства музыкальных программ приходится не больше 20 Вт. Именно поэтому для всех отдельно продаваемых ВЧ-динамиков при указании допустимой мощности имеется обязательная оговорка: при включении через ФВЧ с такими-то характеристиками, и это мощность сигнала до того, как аудиосигнал поступил на кроссовер. Если включить ВЧ-динамик без кроссовера на этой допустимой мощности, он неминуемо сгорит.

Несмотря на то, что на диапазон частот ниже 250-350 Гц (глубокий бас и мидбас) приходится столько же энергии сигнала, сколько на куда более протяженный вышележащий диапазон (СЧ и ВЧ), ему желательно быть мощнее. Считается, что для мидбаса и глубокого баса при одинаковой мощности намного важнее роль разницы между пиковым и средним уровнем сигнала. Эта разница растет по мере понижения частоты, и достигает существенных величин. Типовым отношением считается 12:1 (уровень пика к среднему уровню), но на некоторых музыкальных программах зафиксировано отношение около 70:1. Если усилитель уверенно справляется со средним уровнем сигнала, но не справляется с пиками (т.е. “обрезает” их, если амплитуда пиков выходит за его мощностные возможности) – возникает эффект клиппинга, который претендует на титул главного зла в аудиотехнике. Клиппинг приводит к очень хорошо слышимым неприятным искажениям звучания, а также с большой вероятностью может привести к выходу динамиков из строя. Причем если в обычной схеме с пассивным кроссовером клиппинг в усилителе возник на басовых частотах – удару подвергнутся ВЧ-динамики, как это ни странно на первый взгляд.

 

Bi-amping во всей красе

Теперь самое время посмотреть “вооруженным взглядом” на достоинства схемы Bi-amping, проведя прямое сравнение с обычной схемой с пассивными кроссоверами:

1. Характеристики активного фильтра полностью стабильны и не зависят от переменчивой природы эл. характеристик подключенных динамиков. На них не влияет ни частота аудиосигнала, ни его уровень, ни время работы на заданном уровне мощности. Активные фильтры тоже могут сильно отличаться по качеству между собой, но стабильность характеристик присуща любому из них: внешним или встроенным в усилители любого класса. Для этого не требуется ни сверхдорогих электронных комплектующих, ни каких-то сверхсложных схемотехнических приемов.

2. У всех активных кроссоверов от производителей с хорошей репутацией фазы всех частотных регистров полностью согласованы. Разумеется, это не гарантирует согласованность фаз в точке прослушивания – но это совершенно другая тема, в которой на первое место выступают места расположения и ориентация динамиков разных регистров. Активный фильтр может быть спроектирован неграмотно, и тогда в нем возможно фазовое рассогласование между частотными регистрами. Но это не вопрос уровня качества и цены кроссовера – а всего лишь показатель грамотности создавших его инженеров.

3. В пассивных кроссоверах возможность изменения частоты среза и крутизны характеристики затухания фильтров встречается очень редко, и за редчайшим исключением (например, уникального Focal Crossblock), очень ограничена по вариантам. У подавляющего большинства активных кроссоверов частота среза плавно меняется в широких пределах, а нередко можно встретить и возможность смены крутизны характеристики затухания (обычно 12/24 дБ/окт). У цифровых (DSP) активных кроссоверов возможности настройки фильтров предельно широкие. К примеру, вот возможности цифрового активного кроссовера во внешнем аудиопроцессоре Audison bit One: фильтры НЧ, ВЧ, ПФ (bandpass), ФИНЧ (subsonic), частота среза от 10 Гц до 20 кГц, крутизна характеристики затухания от 6 до 48 дБ/окт, с дополнительной возможностью выбора типа фильтра – Линквица-Райли (Linkwitz) или Баттерворта (Butterworth). Изменение характеристик аналогового или цифрового кроссовера служит эффективным средством настройки звучания аудиосистемы с учетом мест расположения динамиков разных регистров по отношению к слушателю и друг к другу, а также особенностей самих динамиков и сабвуфера.

4. Работающие в заранее ограниченном активным кроссовером диапазоне частот усилители позволяют либо существенно выиграть по мощности, либо существенно меньше подвержены клиппингу. С учетом распределения энергии по разным частотным регистрам, комбинация из 100-Вт усилителя для мидбасовых динамиков и 100-Вт усилителя для СЧ/ВЧ будет примерно вдвое мощнее, чем один 100-Вт усилитель, работающий в полном (или почти полном, с исключенным инфрабасом) диапазоне частот. Более того, если на низких частотах в схеме Bi-amping все-таки возникнет клиппинг (вероятность чего намного ниже, чем в простой схеме), то на ВЧ-динамиках это не отразится никак.

5. В силу принципиального разделения частотных регистров перед непосредственно усилением, существенно снижается уровень интермодуляционных искажений – т.е. взаимовлияния сигналов разной частоты друг на друга. Также устраняется взаимовлияние динамиков разных регистров друг на друга, что часто можно наблюдать в схемах с пассивным кроссовером.

6. Нагрузкой для усилителя выступает только сам динамик выделенного диапазона частот. Это сложная нагрузка, но управлять ей усилителю намного проще, чем нагрузкой вида динамик + пассивный кроссовер. В числе прочего выше демпинг-фактор, что означает лучший контроль колебаний подвижной системы динамика. Считается, что высокий демпинг-фактор важнее всего для канала сабвуфера, а на более высоких частотах его роль сильно ослабевает. Однако для мидбасовых и даже СЧ-каналов он все еще достаточно важен. Лишь для ВЧ-звена роль демпинг-фактора будет пренебрежимо малой.

7. В Bi-amping есть возможность использовать усилители разной мощности и характера звучания для разных частотных регистров, получив “лучшее от обоих миров”. Т.е. для мидбаса можно выбирать усилители с отменным мощным мидбасом, не обращая внимания на их возможные огрехи на СЧ/ВЧ. И наоборот, усилитель для СЧ/ВЧ может быть менее мощным и неважно, как он ведет себя на низких частотах. Замечательное следствие из этого правила: для СЧ/ВЧ можно выбрать усилитель, режим работы которого близок к классу A, тогда как в автомобильной аудиотехнике для мощных мидбасовых каналов этот замечательно музыкальный, но энергозатратный режим приведет к слишком большим габаритам и тепловыделению.

Выравнивание уровней сигнала для динамиков разных регистров в схеме Bi-amping выполняется не путем расточительного расхода энергии на нагрев резисторов, а с помощью регулировки входной чувствительности усилителя (gain). При условии грамотного исполнения, это не только поможет отрегулировать тональный баланс, но и предохранит от клиппинга.

Практика: почему именно Bi-amping для 3-полосных АС?

Теория теорией, однако практика показывает, что при наличии таланта и старания аудиоинженеров, АС с пассивными кроссоверами все-таки могут звучать совершенно замечательно. Другой вопрос: смогли бы они звучать еще лучше при переходе на активные кроссоверы и раздельные каналы усиления для динамиков разных регистров? Скорее всего – да. Однако не будем забывать соображения целесообразности. По схеме Tri-amping в 3-полосных АС каждому из шести (2 НЧ, 2 СЧ и 2 ВЧ) динамиков потребуется собственный канал усиления с активной фильтрацией. Это чувствительно дороже одного 2-канального усилителя, громоздко в размещении, а также существенно прожорливее по электропитанию. Bi-wiring, где нужно 4 канала усиления (два 2-канальных усилителя, или один 4-канальный), выступает разумным компромиссом. В 3-полосных АС Bi-wiring означает использование пассивного кроссовера между СЧ- и ВЧ-звеньями, и активного кроссовера – между СЧ- и мидбасовым звеньями. Более того – это наиболее оправданный компромисс, недостатки которого малы. Приходящее на ВЧ-звено малое количество энергии (напомним: 10-20%, в зависимости от частоты среза фильтра ВЧ и характера музыкальной фонограммы), а также отличная контролируемость легчайшей подвижной системы ВЧ-динамика вне зависимости от величины демпинг-фактора снижают роль принципиальных недостатков пассивных кроссоверов. Также с разделом СЧ/ВЧ не так уж редко встречается ситуация, прямо противоположная той, что предсказывается теорией. Слишком много нераскрытых тайн в аудиотехнике и слишком нежная и ранимая это субстанция – зона сопряжения СЧ и ВЧ. Иногда бывает так, что с пассивным кроссовером между ВЧ- и СЧ-динамиками звучание лучше, музыкальнее, чем с теоретически куда более совершенным активным кроссовером.

В итоге Tri-amping остается прежде всего уделом профессиональной аудиоаппаратуры. Характерно, что лучшие представители контрольных студийных мониторов обладают безупречнейшим тональным балансом, исключительной детальностью и проработкой голосов каждого инструмента (и вокала) независимо от состава ансамбля – но получить удовольствие от их прослушивания решительно невозможно. Это другой аудиомир, с другими целями и задачами. В автомобильной аудиотехнике Tri-amping представляет интерес для неисправимых перфекционистов, а также исключительно хорош для громогласных SPL¬-аудиосистем – точнее, тех из них, которым предстоит работать не только в басовой области, но и в полном диапазоне частот. В последнем случае важно “выжать максимум” громкости из каждого ватта без опасности сжечь аудиосистему, и тут Tri-amping в сочетании со специализированными сверхвысокочувствительными динамиками вне конкуренции. Также Tri-amping рекомендуется в случае, если при построении системы топ-класса нет возможности разместить в непосредственной близости друг от друга СЧ- и ВЧ-динамики. Правда, здесь главным будет не Tri-amping сам по себе, а возможность независимой настройки временных задержек в аудиопроцессоре для ВЧ- и СЧ-звеньев.

Крайне слабая представленность Bi-amping в домашней сфере объясняется рядом факторов. Создателям домашних АС не требуется гадать: каковы будут условия монтажа и взаимного расположения динамиков? Динамики уже стоят в корпусе, а лучшие из компаний-аудиопроизводителей сразу проектируют сами динамики, корпуса и кроссоверы для них как единую целостную систему. Таким способом можно снизить влияние многих (но не всех) принципиальных особенностей пассивных кроссоверов. Кроме того, сегодняшняя рыночная ситуация с высококлассной домашней аудиотехникой привела к тому, что в старших классах весьма дороги и сами АС, и стереоусилители. Три (или хотя бы два) высококлассных домашних усилителя для одной пары АС – это слишком дорого. Автомобильная техника на сегодня лишена такого разлета по ценовым полюсам: замечательно звучащий усилитель с нужным числом каналов можно купить за вполне умеренную (или копеечную по меркам home audio) сумму.

Bi-amping для 2-полосных автомобильных АС вполне заслуживает рассмотрения, для него сохраняются все те же преимущества. Однако этот вариант встречается гораздо реже, чем для 3-полосных АС. Дела в том, что Bi-amping ориентирован на тех, кто стремится к лучшему. А лучшее в автомобильном мире – это 3-полосные АС. Их преимущества над 2-полосными именно в автомобиле слишком велики, чтобы сознательно от них отказываться. И вновь: достоинства активных кроссоверов при разделении мидбасового регистра от СЧ раскрываются более полно и предсказуемо, чем при разделении СЧ (т.е. верхнего края рабочей полосы частот НЧ/СЧ-динамика в 2-полосных АС) и ВЧ.

Как не потеряться в свободе выбора частот активных фильтров?

Большой простор в независимом выборе частоты раздела и крутизны характеристики затухания каждого из фильтров, который обеспечивают активные кроссоверы, сразу порождает вопрос: как этим богатством распорядиться? Здесь нет единственно правильного универсального решения, все решает практический эксперимент. Влияет множество факторов: характеристики динамиков разных регистров, их места установки и ориентация, конфигурация передней панели и дверей, личные предпочтения. Но стартовая точка для экспериментов очень проста и логична: начать стоит с тех же самых параметров фильтров (частота/крутизна), которые указаны производителем для пассивных кроссоверов. А дальше все зависит от личного опыта и навыков.

Максимальной осторожности требует настройка ФВЧ для ВЧ-динамиков. Слишком низкое значение частоты среза и/или слишком пологий (6 дБ/окт) спад характеристики затухания могут привести к тому, что на ВЧ-динамик будет приходить избыточно много энергии, и тогда он выйдет из строя. Соблазн опустить частоту ФВЧ пониже велик, поскольку ВЧ-динамик – самый маленький, и его можно сориентировать как угодно. Чем ниже частота среза ФВЧ – тем больше вклад ВЧ-динамика в формирование сцены. Но слишком увлекаться этим нельзя.

Гладкое сопряжение между мидбасовым регистром и нижним краем диапазона частот СЧ-динамиков также побуждает поискать частоту пониже. Причина в том, что в автомобиле мидбасовый динамик чаще всего стоит внизу дверей, а это не самое лучшее для него место. Если СЧ-динамики стоят там, где им лучше всего быть в автомобиле – в уголках торпедо, то их расширенный вниз диапазон частот позволит полнее реализовать это преимущество. Именно по этой причине имеющие более протяженный вниз диапазон частот СЧ-динамики с конусным диффузором (размером 75-100 мм) сейчас намного популярнее, чем более компактные и легкие в установке, но с ограниченным снизу диапазоном частот купольные СЧ-динамики.

В качестве стартовой точки частоту раздела фильтров соседних полос (например, ФВЧ мидбаса и ФВЧ СЧ-регистра) принято выбирать совпадающими. Но в ходе экспериментов может выясниться, что их разнесение приносит улучшение звучания. В таком случае изредка выбирается даже “перехлест” соседних полос (когда ФНЧ настроен выше, чем ФВЧ), но гораздо чаще встречается обратный вариант, особенно при пологой (6 дБ/окт или 12 дБ/окт) характеристике затухания фильтров.

Как всегда, при возникновении каких-либо затруднений или сомнений в правильности решения самым лучшим будет обратиться за консультацией в службу техподдержки бренда в России.

Необязательное, но полезнейшее дополнение к Bi-amping

Практическое воплощение Bi-amping для фронтальных АС в автомобиле требует совсем немногого: четырех каналов усиления (если в системе есть сабвуфер, он станет отдельным пятым каналом) и активного кроссовера с достаточным запасом регулировки частоты среза. Достаточно 50-500 Гц (встречается чаще всего, но можно и чуть меньше) в случае Bi-amping для 3-полосных АС, либо 50-5000 Гц (с той же оговоркой) в случае Bi-amping для 2-полосных АС, либо Tri-amping. Важно то, что в мидбасовых каналах (или в НЧ/СЧ-каналах 2-полосной схемы) активная фильтрация используется как сверху (ФНЧ), так и снизу (ФВЧ), т.е. кроссовер работает в режиме полосового фильтра (ПФ). При Tri-amping активный полосовой фильтр понадобится также для СЧ-звена. ПФ в усилителях встречается реже, чем просто расширенный диапазон настройки кроссовера, но чаще всего его нехватку несложно восполнить – скажем, за счет прошедшего через ФВЧ сигнала с линейных выходов сабвуферного усилителя.

Чаще всего активным кроссовером выступает встроенный кроссовер усилителей, и сегодняшний ассортимент усилителей с такими возможностями чрезвычайно широк. Некоторые головные устройства также имеют развитый кроссовер, полностью готовый для Bi-amping при работе с внешним усилителем мощности. Это касается покупных головных устройств, тогда как имеющиеся в некоторых штатных ГУ или внешних штатных процессорах-усилителях неотключаемые кроссоверы с фиксированными настройками не только не несут никакой пользы при создании высококлассной аудиосистемы, но наоборот – представляют собой великое зло. Специализированные внешние активные кроссоверы сейчас исключительно редки. Их место заняли куда более мощные по функциональным возможностям внешние аудиопроцессоры.

Многоканальный аудиопроцессор, в который наряду с активным кроссовером входят еще как минимум развитый эквалайзер и схема временных задержек, независимые для каждого канала – логичный партнер для схемы Bi-amping. Без него вполне можно обойтись, но с ним арсенал средств достижения правдивого чистого звучания намного шире. Ко всем преимуществам раздельных каналов усиления добавляется возможность скорректировать несовершенства акустической обстановки в салоне автомобиля. Если вынужденные места установки динамиков неоптимальны, то без аудиопроцессора просто никак не обойтись для построения правильной звуковой сцены. Также он становится совершенно необходим, если сигнал на выходе головного устройства далек от ровного чистого сигнала в полном диапазоне частот – т.е. прошел через кроссовер, эквалайзер и прочие неотключаемые схемы коррекции в головном устройстве.

Впрочем, вновь стоит напомнить, что достоверное звучание – очень нежная и хрупкая материя. Принципиальные сторонники беспроцессорных схем готовы мириться с неизбежными погрешностями звуковой сцены и ряда других параметров, зато делают ставку на исходную чистоту не подвергающегося комплексной цифровой обработке аудиосигнала. Такая позиция тоже заслуживает внимания. Однако если в схеме Bi-amping активный кроссовер в усилителе (-ях) аналоговый, никакого “вторжения” в исходную форму аудиосигнала нет.

Готовые решения

К Bi-amping готовы любые АС, а также усилители с соответствующими возможностями встроенных кроссоверов. Это может быть комбинация из двух одинаковых или разных 2-канальных усилителей, либо более практичный вариант 4-канального усилителя. Если возможности кроссовера усилителей ограничены, поможет внешний или встроенный в головное устройство активный кроссовер. Однако некоторые производители уделяют теме Bi-amping усиленное внимание, выпуская либо изначально отлично приспособленные для такого включения аудиокомпоненты, либо сопровождая продукцию готовыми “рецептами” настроек для такого варианта включения.

Примером усилителя, который так и просится в систему с фронтальными АС по схеме Bi-amping и сабвуфером, выступает усилитель Audison Voce AV 5.1k. Это обладатель титула EISA “Лучший автомобильный усилитель мощности 2011-2012″ и сегодняшний наследник прославленного Audison LRx 5.1k. Усилитель имеет 5 каналов, распределенных по трем группам мощности и оснащения (RMS, 4 Ома): 2х50 Вт (кроссовер ФВЧ) + 2х120 Вт (кроссовер ФВЧ либо ПФ) + 1х500 Вт (кроссовер ФНЧ). Это отличный расклад по мощности для 3-полосной системы, где первая группа каналов будет работать с СЧ/ВЧ, вторая – с мидбасовыми динамиками, а пятый канал – с сабвуфером. Но в Audison пошли еще дальше, применив разные классы усиления для разных групп каналов. Первая пара работает в как нельзя более лучшем для СЧ/ВЧ режиме, близком классу А (с некоторой натяжкой его можно назвать просто классом А, но это не совсем верно), более мощная вторая группа – в традиционном классе A/B, а сабвуферный канал – в энергоэффективном классе D. Это очень близко к “лучшему от всех миров”, причем максимально удобное в компоновочном плане, поскольку заключено в единый достаточно небольшой корпус. Вдобавок усилитель, как и все модели серии Voce, при работе с опциональным модулем AV bit IN, получает возможность приема цифрового аудиосигнала и теснейшим образом связан с “родными” аудиопроцессорами семейства bit.

Примером аудиопродукции, всесторонне протестированной производителем как в традиционном включении с пассивным кроссовером, так и в варианте Bi-amping, служит старшая серия АС Focal Elite Utopia Be. Как 2-компонентные комплекты АС, так и 3-компонентный, доступны в вариантах с пассивным (2- или 3-полосным) кроссовером Crossblock, так и в версии Active для включения по схеме Bi-amping. Для 3-компонентного комплекта Utopia Be Kit №7, возможны также варианты Tri-amping и смешанный: Bi-amping + Crossblock. Очень любопытно сравнить между собой предлагаемые настройки для последнего пополнения серии, 2-полосных АС 165 W-RC. В варианте с пассивным кроссовером (отличном от Crossblock) предлагаются фильтры НЧ/ВЧ 12/18 дБ/окт с возможностью выбора частоты среза ФВЧ 2,5 кГц или 3,5 кГц. Для этих же АС варианте Active Focal рекомендует такие первичные настройки активных фильтров: ФНЧ 2 кГц 12 дБ/окт, и ФВЧ 4 кГц, 12 дБ/окт. Столь сильный разрыв в частотах фильтров: 2 кГц и 4 кГц – необычен. Однако Focal тем и отличается, что это придумано “не за письменным столом”, а получено в ходе критических прослушиваний огромного количества вариантов в автомобиле и оставлено как самое лучшее. Что касается настроек полностью активной или активно-пассивной схемы для старших моделей серии Elite Utopia Be, то для ознакомления со всеми практическими тонкостями специалисты Focal проводил специальный тренинг для авторизованных установочных центров, в т.ч. из России. Кстати, пассивный кроссовер Crossblock может служить ярким примером того, насколько изощренной получается реализация пассивных фильтров, чтобы отвечать критериям наилучшего качества и гибкости настройки.

Фазолинейный активный кроссовер 3 х TDA1514А

Питер Латски обращает внимание, что в большинстве кроссоверов (разделительных фильтров для многополосных акустических систем) на частоте раздела НЧ/ВЧ наблюдается значительный (обычно от 45 до 90 электрических градусов в зависимости от порядка фильтров) фазовый сдвиг между напряжениями на НЧ и ВЧ выходах. Это приводит к существенным нарушениям целостности звуковой картины на средних частотах (ответственных за передачу голоса и основной части спектра большинства музыкальных инструментов), поскольку один и тот же сигнал излучается дважды: ВЧ звеном и НЧ звеном с большей или меньшей временной задержкой.

Условие, необходимое для идеальной звукопередачи, — постоянство характеристики группового времени задержки (ГВЗ). Т. е. линейная фазовая характеристика принципиально может быть получена только при использовании в кроссовере: ФНЧ Бесселя и всепропускающего (фазокорректирующего) фильтра Делияниса.

ФВЧ для формирования АЧХ для ВЧ звена вообще не могут быть применены. Ведь они формируют фазовое опережение, принципиально не стыкующееся, каким бы оно ни было, с фазовым запаздыванием ФНЧ и фазокорредтора Делияниса.

В фазолинейном активном кроссовере Питера Ласки (рис. 1.19) формирование сигнала для НЧ звена (выход Low) выполняет ФНЧ Бесселя четвертого порядка (ОУ А4, А5). На ОУ А2 выполнен фазокорректор Делияниса второго порядка, который имеет линейную АЧХ, но такую же ФЧХ и ГВЗ, что и ФНЧ Бесселя четвертого порядка.

Дифференциальный усилитель на ОУ АЗ вычитает из сигнала на выходе АЗ сигнал на выходе ФНЧ и таким образом формирует сигнал сопряженного с последним по частоте раздела ФВЧ (выход High), подаваемый на ВЧ звено акустической системы. При этом фазы напряжений на обоих выходах практически совпадают, что обеспечивает точную передачу пространственной звуковой картины.

С показанными на схеме номиналами элементов кроссовер применяется для акустической системы из электростатического ВЧ звена и изобарического («компрессионного») НЧ динамика. Частота раздела НЧ/ВЧ может быть легко скорректирована для других динамиков одновременным изменением емкости конденсаторов С21, С22, С41, С42, С51 и С52.

Фазолинейный активный кроссовер 3 х TDA1514А

 

Рис. 1.19. Схема фазолинейного активного кроссовера

 

Рекомендуемые размеры ящика для разных динамиков

Диаметр динамика, см

 

13,8

 

16,6

 

21

 

Панель А, см

 

14×20

 

17×25

 

21,5×25

 

Панель В, см

 

80×20

 

98×25

 

110×25

 

Панель С, см

 

80×17,2

 

98×20,2

 

110×24,7

 

Панель D, см

 

82×19,2

 

100×22,2

 

112×26,7

 

Объем, л

 

21,5

 

40,3

 

57,4

 

Размер Е, см

 

примерно равен диаметру динамика

 

Фазолинейный активный кроссовер 3 х TDA1514А

Рис. 1.22. Схема активного разделительного фильтра с настраиваемым суб-НЧ-компенсатором

Разделительный фильтр состоит из буфера U1А и трех ФВЧ Баттерворта 2-го порядка с частотами среза 4 кГц (U1B), 400 Гц (U2B), и 20 Гц (U3B).

Выход первого ФВЧ через резистор R9 подается непосредственно на усилитель мощности ВЧ звена (TREBLE, 4 кГц — 20 кГц), в то время как сигнал для СЧ звена (MIDDLE, 400 Гц — 4 кГц) формируется алгебраическим сумматором U2A из напряжений на выходах 4-х килогерцового и 400-герцового ФВЧ.

Фазолинейный активный кроссовер 3 х TDA1514А

 

Рис. 1.23. Схема 3 усилителей мощности на ИМС TDA1514А

Примечание. Такое схемное решение обеспечивает «автоматическое» идеальное фазовое и амплитудное согласование на границах ВЧ/СЧ диапазонов без какого-либо подбора элементов.

Аналогично на резисторе R11 формируется сигнал НЧ звена (BASS, 20—400 Гц). Универсальность такого решения заключается в том, что резисторами R9, R10 и R11 можно независимо и оперативно подобрать оптимальный (соответствующий линейной АЧХ по звуковому давлению) уровень напряжения в каждой из полос (практически под любые динамики), не нарушая линейности фазовой характеристики. Это очень важно для точной передачи звуковой картины.

Кроме того, в НЧ канале имеется активный НЧ-компенсатор на ОУ U4A, расширяющий нижнюю границу акустической АЧХ с 63 Гц до 25 Гц.

Принцип действия НЧ-компенсатора основан на том, что собственная АЧХ АС закрытого типа имеет добротность QTC=0,66 и ниже частоты среза fc (тонкая линия на рис. 1.24) имеет спад 12 дБ/октава.

В разумных пределах этот спад весьма точно компенсируется «зади-ром» АЧХ с крутизной 12 дБ/октава, электрически формируемым каскадом U4A (EQUALIZATION RESPONSE на рис. 1.24).

Примечание.  В результате АЧХ всей системы оказывается линейной до25Гц («жирная» линия на рис. 1.24).

Фазолинейный активный кроссовер 3 х TDA1514А

Рис. 1.24. АЧХ исходной АС (тонкая линия), корректора (средняя) и результирующая (толстая)

 

Фазолинейный активный кроссовер 3 х TDA1514А

Рис. 1.25. Компенсация стоячих акустических волн гулкого помещения

Необходимо заметить, что аналогичная компенсация в системах с фазоинвертором намного сложнее. Ведь последний сам по себе является фильтром с собственной АЧХ и ФЧХ, учесть которые без тщательных акустических измерений невозможно. Да и вряд ли это целесообразно из-за существенно большей крутизны спада АЧХ ниже граничной частоты.

Последний каскад в НЧ канале — темброблок субнизких частот на U4B. Он предназначен для компенсации подъема/завала акустической АЧХ, вызываемого акустическими свойствами комнаты.

Резистором R28 DEEP BASS, регулирующим АЧХ в диапазоне от 94 до 23 Гц на ±12 дБ, можно скомпенсировать негативные последствия стоячих акустических волн как маленькой комнаты, так и большого зала (рис. 1.25).

Усилители мощности (рис. 1.23) выполнены по типовой схеме включения TDA1514A. При питании от нестабилизированного источника ±23 В они обеспечивают до 28 Вт на нагрузке 8 Ом и до 48 Вт на нагрузке 4 Ом при нелинейных искажениях менее 0,003% и диапазоне частот от 3,2 Гц до 100 кГц. В статье, указанной далее, приведены все необходимые соотношения и формулы для расчета аналогичных систем с произвольными динамиками и параметрами.

Источник: Сухов Н. Е. — Лучшие конструкции УНЧ и сабвуферов своими руками.

Журнал Радиохобби — http://radiohobby.QRZ.ru

Простой активный RC-фильтр с цифровой настройкой

Настройка частоты среза (f CUTOFF ) активного RC-фильтра может быть реализована с использованием цепей с переключаемыми конденсаторами или цепей с непрерывным временем. В приложениях, где требуется бесконечное разрешение настройки фильтра любого порядка в одном корпусе ИС, предпочтительнее использовать переключаемый конденсатор (просто изменяя настройки тактовой частоты f CUTOFF ). В приложениях, требующих настройки непрерывного временного фильтра всего на несколько частот среза, настройку можно реализовать с помощью операционных усилителей, переключателей CMOS и массивов резисторов или конденсаторов.

Непрерывные временные фильтры также могут быть настроены с высоким разрешением в большом диапазоне частот с помощью цифрового управления с использованием ЦАП для умножения постоянной времени RC интеграторов на базе ОУ (например, 8-битный тюнер на основе ЦАП позволяет использовать 256 частотные шаги). На рисунке 1 показана простая и недорогая схема непрерывного фильтра низкого порядка. Его можно настроить на несколько частот среза через последовательный периферийный интерфейс (SPI) 1 . Это более простая альтернатива использованию переключателей с резистивными или конденсаторными решетками или несколькими ЦАП, которые требуют большого количества активных и пассивных компонентов.

Рисунок 1. Перестраиваемый активный RC-фильтр второго порядка SPI.

Цифровое управление через SPI полезно в различных приложениях для управления ограничением полосы для сигналов датчиков и преобразователей. Типичные области применения: акселерометры для анализа вибрации, гидрофоны для обнаружения сонара, LVDT для измерения линейного движения и микрофоны для приема и записи звука.

Схема, показанная на рисунке 1, представляет собой фильтр второго порядка с переменным состоянием, использующий две микросхемы, малошумящий четырехканальный ОУ CMOS (LTC6242) и малошумящий двойной усилитель с программируемым усилением, PGA (LTC6912-X).Коэффициенты усиления двух усилителей LTC6912-X (GA и GB) независимо программируются с помощью управления SPI. Настройки усиления, контролируемые SPI, для LTC6912-1 равны 1, 2, 5, 10, 20, 50 и 100, а для LTC6912-2 — 1, 2, 4, 8, 16, 32 и 64. Фильтр на Рисунке 1 имеет три инвертирующие выходы, обеспечивающие частотные характеристики фильтра верхних частот, полосы частот и нижних частот. Дополнительный инвертирующий усилитель, подключенный к одному из трех выходов, обеспечивает выход неинвертирующего или дифференциального фильтра. Передаточная функция второго порядка фильтра является функцией резонансной частоты контура, f 0 и значений добротности.Частота f 0 равна постоянной RC интегратора, двойному усилению PGA и соотношению резисторов R4 и R2 (если R4 = R2 и G A = G B = усиление, то f 0 = усиление / 2πRC). Значение Q фильтра равно отношению резисторов R3 и R2 и двух коэффициентов усиления PGA (если R4 = R2 и G A = G B , тогда Q = R3 / R2). Коэффициент усиления полосы пропускания фильтра равен соотношению R4 / R1, R3 / R1 и R2 / R1 для фильтров нижних, полосовых и верхних частот соответственно.

Форма амплитудной характеристики второго порядка зависит от частоты f 0 относительно частоты среза и значения Q. Во втором порядке пропускания верхних или нижних частот Баттерворта частота f 0 равна f CUTOFF (f –3 дБ ), а значение Q фильтра равно 0,707. Во втором порядке Бесселевский фильтр верхних или нижних частот частота f 0 равна 1,274 • f CUTOFF , а значение Q фильтра равно 0.577. На рисунке 2 показан диапазон настройки фильтра нижних частот Баттерворта с использованием частоты интегратора 100 Гц (R = 1,58 МОм, ± 1% и C = 1000 пФ, ± 5%) и LTC6912-2 для настройки f CUTOFF фильтра от От 100 Гц до 6,4 кГц. На рисунке 3 показан диапазон настройки фильтра верхних частот Баттерворта, который является зеркальной противоположностью реакции фильтра нижних частот, показанной на рисунке 2. Выходная реакция на ступенчатое изменение приблизительно равна 5 / f CUTOFF (если ступенчатое изменение составляет a 1 кГц f CUTOFF , затем фильтр устанавливается через пять миллисекунд после ступенчатого изменения).Максимальная настраиваемая частота f 0 является функцией произведения коэффициента усиления на полосу пропускания операционных усилителей и чувствительности схемы к максимальному усилению PGA, которое используется для настройки. Для показанных усилителей, основанных на эмпирических данных, максимальное значение f 0 800 кГц / [Q • Gain] ограничивает ошибку усиления до ≤2 дБ). Например, если для настройки используются только самые низкие 1, 2, 5 и 10 коэффициентов усиления LTC6912-1, фильтр нижних частот Баттерворта второго порядка (f 0 = f CUTOFF ) может быть настроен на 110 кГц (максимальное f 0 = 800 кГц / [0.707 • 10]).

Рис. 2. Настраиваемая характеристика нижних частот Баттерворта второго порядка с использованием LTC6912-2.

Рис. 3. Настраиваемая характеристика верхних частот Баттерворта второго порядка с использованием LTC6912-2.

Полоса пропускания –3 дБ фильтра второго порядка равна центральной частоте (f CENTER ), деленной на значение Q (полоса пропускания = f CENTER / Q). Чувствительность полосового фильтра второго порядка к допуску значений RC интегратора пропорциональна Q фильтра.Обычно при Q ≤ 4 для второго полосового фильтра целесообразно использовать значения ± 1% R и ± 5% C для двух интеграторов фильтра. Чувствительность полосового фильтра второго порядка с Q> 4 быстро увеличивается на каждую единицу увеличения Q, и два интегратора фильтра должны использовать компоненты RC с точностью ± 1%.

На рисунке 4 показан полосовой фильтр на рисунке 1, настроенный от 2 кГц до 16 кГц с использованием частоты интегратора 2 кГц (R = 205 кОм, ± 1% и C = 390 пФ, ± 5%) и LTC6912-2 с настройками усиления 1, 2, 4. , и 8.Отклики настроенных центральных частот на Рисунке 4 на 2,73% ниже расчетных значений 2 кГц, 4 кГц, 8 кГц и 16 кГц и равны ошибке значений RC схемы двух интеграторов (измеренные значения примерно 206 кГц для каждого R и 403 пФ для каждый C). Ошибка усиления на частоте 16 кГц возникает из-за того, что частота фильтра f 0 приближается к максимальному значению f 0 для Q = 4 и усилению PGA, равному 8 (максимальное значение f 0 = 25 кГц = 800 кГц / {4 • 8] ). Максимальная частота f 0 является функцией произведения усиления на полосу пропускания операционных усилителей LTC6912-X.

Рис. 4. Настраиваемый полосовой фильтр второго порядка с использованием LTC6912-1 с коэффициентами усиления 1–8.

На рисунке 5 показан пример режекторного фильтра второго порядка. Частота интегратора режекторного фильтра составляет 500 Гц (1 / [2π • 316 кОм • 1000 пФ]), а с коэффициентами усиления PGA 1, 2, 4 и 8 частота режекторного фильтра настраивается на 500 Гц, 1 кГц, 2 кГц и 4 кГц соответственно. Любой из рассмотренных выше фильтров может быть преобразован в фильтры четвертого порядка с настройкой SPI путем каскадного соединения двух схем второго порядка.

Рисунок 5.Режекторный фильтр второго порядка с настройкой SPI.

Ссылки

1 SPI — это протокол синхронной связи, использующий 3-проводной интерфейс между микропроцессором и периферийным устройством.

.

Разница между активным и пассивным фильтром (со сравнительной таблицей)

Основное различие между активным и пассивным фильтрами состоит в том, что в активном фильтре для фильтрации электронных сигналов используются активные компоненты, такие как транзистор и операционный усилитель . В отличие от этого, пассивный фильтр использует пассивные компоненты, такие как резистор , катушка индуктивности и конденсатор , для генерации сигнала определенной полосы.

Еще одно важное различие между ними состоит в том, что активному фильтру для работы необходим внешний источник питания.Хотя в случае пассивных фильтров внешний источник не требуется.

Мы знаем, что фильтры — это схемы, которые имеют возможность пропускать через нее определенный частотный диапазон, отклоняя другие частоты за пределами диапазона. Схемы фильтров в основном демонстрируют свойство частотной избирательности .

Мы обсудим еще несколько различий между ними. Но перед этим вы должны знать макет этой статьи.

Содержимое: активный фильтр против пассивного

    1. Таблица сравнения
    2. Определение
    3. Ключевые отличия
    4. Заключение

Таблица сравнения

Основа для сравнения Активный фильтр Пассивный фильтр
Состоит из активных компонентов, таких как операционный усилитель, транзистор и т. Д. Пассивные компоненты, такие как резистор, катушка индуктивности, конденсатор и т. Д.
Стоимость Высокая Сравнительно низкая.
Сложность схемы Более сложная Менее сложная, чем активный фильтр.
Вес Низкий Сравнительно более громоздкий из-за наличия индукторов.
Q-фактор Высокий Очень низкий по сравнению с активными фильтрами.
Внешний источник питания Требуется Не требуется
Чувствительность Более чувствительная Сравнительно менее чувствительная.

Определение активного фильтра

Активные фильтры — это схемы фильтров, в которых в качестве основных компонентов используются транзистор и операционный усилитель. Наряду с этими элементами схемы активных фильтров содержат резистор и конденсатор, но не катушки индуктивности.

Мы знаем, что фильтр обладает свойством частотной избирательности. Таким образом, схемы активных фильтров используют транзистор и операционный усилитель для пропускания только выборочной полосы частот, ослабляя остальную частоту. На рисунке ниже показан пример схемы активного фильтра:

В случае активных фильтров для создания необходимой характеристики фильтра выполняется соединение операционного усилителя, интегратора, инвертора и т. Д. С резистором и конденсатором.

Обычно операционный усилитель в схеме используется интегрально.Таким образом гарантируется небольшой размер и меньшая громоздкость. Мы знаем, что операционный усилитель обеспечивает высокое входное сопротивление и низкое выходное сопротивление. Таким образом, такие активные фильтры устраняют эффект нагрузки в источнике и нагрузке.

Но активные компоненты имеют конечную полосу пропускания, поэтому иногда это приводит к затруднениям в работе с высокочастотным сигналом. Кроме того, необходимость во внешнем источнике постоянного тока присутствует в случае активного фильтрующего блока, потому что он не может получать мощность возбуждения от сигнала на его входе.

Определение пассивного фильтра

Пассивные фильтры — это схемы фильтров, в состав которых входят только резистор, катушка индуктивности и конденсатор в качестве основных компонентов.Поскольку в нем нет усилительного элемента, пассивные фильтры обеспечивают низкий коэффициент усиления сигнала.

Это приводит к получению на выходе схемы фильтра сравнительно более низкого сигнала, чем подаваемый входной сигнал.

Давайте посмотрим на схему пассивного фильтра:

Для радиочастотного диапазона пассивные фильтры обеспечивают хороший отклик. Но наличие индуктора в цепи создает проблемы в низкочастотных приложениях. Как и в случае низких частот, индуктивность катушки индуктивности должна быть увеличена, что в конечном итоге потребует большего количества витков в катушке.

Ниже диапазона РЧ как входное, так и выходное сопротивление пассивных фильтров создают проблему. Таким образом, они не очень подходят для низкочастотных операций. В основном разрешенная и ограниченная полоса частот формирует классификацию фильтров.

Итак, если сеть RLC пропускает только нижнюю полосу частот, то известно, что это фильтр нижних частот. Точно так же, если фильтр ослабляет нижнюю полосу частот и пропускает более высокую полосу частот, то это фильтр верхних частот.

Ключевые различия между активным и пассивным фильтром

  1. Активные фильтры дороги из-за наличия активных компонентов. Однако невысокая стоимость пассивных фильтров является результатом наличия в нем пассивных компонентов.
  2. Схема Ориентация активных фильтров довольно сложна. В то время как сравнительно пассивные фильтры имеют менее сложную схему.
  3. Активные фильтры имеют высокое значение добротности по сравнению с пассивными фильтрами.
  4. Активным фильтрам для работы схемы требуется внешний источник питания источника питания. Но пассивные фильтры не требуют внешнего источника энергии, потому что они управляют энергией для своей работы от приложенного входного сигнала.
  5. Поскольку индуктор является основным компонентом пассивных фильтров, он создает проблемы на низких частотах. Таким образом, пассивные фильтры подходят для работы в радиочастотном диапазоне. В то время как активные фильтры обеспечивают лучший отклик на низких частотах.
  6. Вес активных фильтров низок, тогда как для пассивных фильтров он сравнительно высок.
  7. Активные компоненты обладают большей чувствительностью к изменениям температуры. Однако пассивные компоненты относительно менее чувствительны к ним.

Заключение

Итак, можно сделать вывод, что как активные, так и пассивные фильтры имеют свою зону действия. Но активные фильтры используются больше, чем пассивные фильтры, как в области связи и обработки сигналов.

.

Фазовые отношения в активных фильтрах

В приложениях, в которых используются фильтры, амплитудная характеристика обычно представляет больший интерес, чем фазовая характеристика. Но в некоторых приложениях важна фазовая характеристика фильтра. Примером этого может быть случай, когда фильтр является элементом контура управления технологическим процессом. Здесь вызывает беспокойство общий фазовый сдвиг, поскольку он может повлиять на стабильность контура. Может иметь значение, вызывает ли топология, использованная для построения фильтра, инверсию знака на некоторых частотах.

Может быть полезно визуализировать активный фильтр как два каскадных фильтра. Один из них — идеальный фильтр, воплощающий уравнение переноса; другой — усилитель, используемый для создания фильтра. Это показано на рисунке 1. Усилитель, используемый в замкнутом контуре отрицательной обратной связи, можно рассматривать как простой фильтр нижних частот с характеристикой первого порядка. Прирост падает с частотой выше определенной точки останова. Кроме того, в действительности будет дополнительный сдвиг фазы на 180 ° на всех частотах, если усилитель используется в инвертирующей конфигурации.

Рисунок 1. Фильтр как каскад двух передаточных функций. Разработка фильтра — это двухэтапный процесс.

Сначала выбирается характеристика фильтра; затем выбирается топология схемы для ее реализации. Под откликом фильтра понимается форма кривой затухания. Часто это один из классических ответов, таких как Баттерворт, Бессель или какая-то форма Чебышева. Хотя эти кривые отклика обычно выбираются для воздействия на амплитудный отклик, они также влияют на форму фазового отклика.Для сравнений в этом обсуждении амплитудный отклик будет проигнорирован и считаться практически постоянным.

Сложность фильтра обычно определяется «порядком» фильтра, который связан с количеством элементов накопления энергии (катушек индуктивности и конденсаторов). Порядок знаменателя передаточной функции фильтра определяет скорость затухания при увеличении частоты. Скорость спада асимптотического фильтра составляет –6 n дБ / октаву или –20 n дБ / декаду, где n — количество полюсов. октава — это удвоение или уменьшение частоты вдвое; декада — это десятикратное увеличение или уменьшение частоты. Таким образом, фильтр первого порядка (или однополюсный) имеет скорость спада –6 дБ / октаву или –20 дБ / декаду. Точно так же фильтр второго порядка (или 2-полюсный) имеет скорость спада –12 дБ / октаву или –40 дБ / декаду. Фильтры высшего порядка обычно состоят из каскадных блоков первого и второго порядка. Конечно, можно построить секции третьего и даже четвертого порядков с одним активным каскадом, но чувствительность к значениям компонентов и влияние взаимодействий между компонентами на частотную характеристику резко возрастают, что делает этот выбор менее привлекательным. .

Уравнение переноса

Сначала мы взглянем на фазовую характеристику уравнений переноса. Фазовый сдвиг передаточной функции будет одинаковым для всех вариантов фильтра одного порядка. Для однополюсного низкочастотного случая передаточная функция имеет фазовый сдвиг Φ, равный

.
(1)

где:
ω = частота (радиан в секунду)
ω 0 = центральная частота (радиан в секунду)

Частота в радианах в секунду равна 2π умноженной на частоту в Гц ( f ), поскольку в цикле 360 ° 2π радиан.Поскольку выражение является безразмерным соотношением, можно использовать либо f , либо ω.

Центральная частота может также называться частотой среза (частота, на которой амплитудная характеристика однополюсного фильтра нижних частот уменьшается на 3 дБ — примерно на 30%). Что касается фазы, центральная частота будет в точке, в которой фазовый сдвиг составляет 50% от ее конечного значения –90 ° (в данном случае). Рисунок 2, полулогарифмический график, оценивает уравнение 1 от двух декад ниже до двух десятилетий выше центральной частоты.Центральная частота (= 1) имеет фазовый сдвиг –45 °.

Рис. 2. Фазовая характеристика однополюсного фильтра нижних частот относительно центральной частоты (синфазная характеристика, левая ось; инвертированная характеристика, правая ось).

Аналогично, фазовая характеристика однополюсного фильтра верхних частот определяется выражением:

(2)

Рисунок 3 оценивает уравнение 2 в диапазоне от двух десятков ниже до двух десятков выше центральной частоты.Нормированная центральная частота (= 1) имеет фазовый сдвиг + 45 °.

Очевидно, что фазовые характеристики высоких и низких частот аналогичны, только смещены на 90 ° (π / 2 радиан).

Рисунок 3. Фазовая характеристика однополюсного фильтра верхних частот с центральной частотой 1 (синфазная характеристика, левая ось; инвертированная характеристика, правая ось).

Для случая нижних частот второго порядка передаточная функция имеет фазовый сдвиг, который может быть приблизительно равен

.
(3)

где α — коэффициент демпфирования фильтра.Он определит пик амплитудной характеристики и резкость фазового перехода. Это инверсия схемы Q , которая также определяет крутизну спада амплитуды или фазового сдвига. Баттерворт имеет α 1,414 ( Q 0,707), что дает максимально ровный отклик. Более низкие значения α вызовут пик амплитудной характеристики.

Рисунок 4. Фазовая характеристика 2-полюсного фильтра нижних частот с центральной частотой 1 (синфазная характеристика, левая ось; инвертированная характеристика, правая ось).

Рисунок 4 оценивает это уравнение (используя α = 1,414) от двух десятков ниже до двух десятков выше центральной частоты. Здесь центральная частота (= 1) показывает сдвиг фазы на –90 °. Фазовая характеристика 2-полюсного фильтра верхних частот может быть приблизительно равна

.
(4)

На рисунке 5 это уравнение оценивается (снова с использованием α = 1,414) от двух десятков ниже до двух десятков выше центральной частоты (= 1), что показывает фазовый сдвиг -90 °.

Рис. 5. Фазовая характеристика 2-полюсного фильтра верхних частот с центральной частотой 1 (синфазная характеристика, левая ось; инвертированная характеристика, правая ось).

Опять же, очевидно, что фазовые характеристики ВЧ и НЧ похожи, только смещены на 180 ° (π радиан).

В фильтрах более высокого порядка фазовая характеристика каждой дополнительной секции является кумулятивной, добавляя к сумме. Подробнее об этом мы поговорим позже. В соответствии с общепринятой практикой отображаемый фазовый сдвиг ограничен диапазоном ± 180 °.Например, –181 ° на самом деле то же самое, что + 179 °, 360 ° то же самое, что 0 °, и так далее.

Секции фильтра первого порядка

Секции первого порядка можно построить разными способами. Самый простой способ проиллюстрирован на рисунке 6, просто используя пассивную конфигурацию RC. Центральная частота этого фильтра 1 / (2πRC). Обычно за ним следует неинвертирующий буферный усилитель, чтобы предотвратить загрузку цепи, следующей за фильтром, которая может изменить отклик фильтра. Кроме того, буфер может обеспечить некоторую емкость привода.Фаза будет изменяться с частотой, как показано на рисунке 2, со сдвигом фазы на 45 ° на центральной частоте, точно так, как предсказано уравнением передачи, поскольку нет дополнительных компонентов для изменения фазового сдвига. Этот отклик будет называться синфазным откликом нижних частот первого порядка. Буфер не будет добавлять фазового сдвига, пока его полоса пропускания значительно больше, чем у фильтра.

Рисунок 6. Пассивный фильтр нижних частот.

Помните, что частота на этих графиках нормализованная , т.е.е., отношение к центральной частоте. Если, например, центральная частота равна 5 кГц, график предоставит фазовую характеристику для частот от 50 Гц до 500 кГц.

Альтернативная структура показана на рисунке 7. Эта схема, которая добавляет сопротивление параллельно для непрерывного разряда интегрирующего конденсатора, в основном представляет собой интегратор с потерями . Центральная частота снова равна 1 / (2πRC). Поскольку усилитель используется в режиме инвертирования, инверсия вносит дополнительный сдвиг фазы на 180 °.Изменение фазы от входа к выходу с частотой, включая инверсию фазы усилителя, показано на рисунке 2 (правая ось). Этот ответ будет называться инвертированным ответом нижних частот первого порядка.

Рисунок 7. Активный однополюсный фильтр нижних частот, использующий операционный усилитель в инвертирующем режиме.

Показанные выше схемы, которые ослабляют высокие частоты и пропускают низкие частоты, являются фильтрами нижних частот. Подобные схемы также существуют для передачи высоких частот. Пассивная конфигурация фильтра верхних частот первого порядка показана на рисунке 8; и его изменение фазы с нормализованной частотой показано на рисунке 3 (синфазная характеристика).

Рисунок 8. Пассивный фильтр верхних частот.

График на Рисунке 3 (левая ось) будет обозначаться как в фазе, характеристика первого порядка, высокочастотная характеристика . Активная конфигурация фильтра верхних частот показана на рисунке 9. Изменение фазы в зависимости от частоты показано на рисунке 3 (правая ось). Это будет называться инвертированной характеристикой верхних частот первого порядка.

Рисунок 9. Активный однополюсный фильтр верхних частот.

Секции второго порядка

Существует множество схемных топологий для построения секций второго порядка.Здесь будут обсуждаться Sallen-Key , с множественной обратной связью, переменная состояния и его близкий родственник, biquad . Они самые распространенные и здесь актуальны. Более полная информация о различных топологиях приведена в Справочнике.

Sallen-Key, Фильтр низких частот

Широко используемая конфигурация Саллена-Ки, также известная как источник напряжения , управляемый напряжением (VCVS), была впервые представлена ​​в 1955 году Р.П. Саллен и Э. Л. Ки из Lincoln Labs Массачусетского технологического института (см. Ссылку 3). На рис. 10 представлена ​​схема фильтра нижних частот второго порядка Саллена-Ки. Одна из причин популярности этой конфигурации заключается в том, что ее характеристики по существу не зависят от характеристик операционного усилителя, поскольку усилитель используется в основном как буфер. Поскольку операционный усилитель с повторителем не используется для усиления напряжения в базовой схеме Саллена-Ки, его требования к полосе пропускания усиления не имеют большого значения. Это означает, что для данной полосы пропускания операционного усилителя может быть разработан высокочастотный фильтр с использованием этого фиксированного (единичного) усиления по сравнению с другими топологиями, которые включают динамику усилителя в регулируемый контур обратной связи.Фаза сигнала поддерживается фильтром (неинвертирующая конфигурация). График зависимости сдвига фазы от частоты для фильтра нижних частот Саллена-Ки с Q = 0,707 (или коэффициентом затухания α = 1 / Q 1,414 — характеристика Баттерворта) показан на рисунке 4 (левая ось). ). Для упрощения сравнения это будет стандартная производительность для рассматриваемых здесь секций второго порядка.

Рис. 10. 2-полюсный фильтр нижних частот Саллена-Ки.

The Sallen-Key, Фильтр высоких частот

Чтобы преобразовать низкочастотный фильтр Саллена-Ки в высокочастотный, конденсаторы и резисторы в цепи определения частоты меняются местами, как показано на рисунке 11, опять же с использованием буфера с единичным усилением.Фазовый сдвиг в зависимости от частоты показан на рисунке 5 (левая ось). Это синфазный, высокочастотный отклик второго порядка .

Рисунок 11. 2-полюсный фильтр верхних частот Саллена-Ки.

Коэффициент усиления в фильтрах Саллена-Ки можно увеличить, подключив резистивный аттенюатор в тракте обратной связи к инвертирующему входу операционного усилителя. Однако изменение усиления повлияет на уравнения для частотно-определяющей сети, и значения компонентов придется пересчитывать. Кроме того, динамика усилителя, скорее всего, потребует тщательного изучения, поскольку они вносят усиление в контур.

Множественная обратная связь (MFB), фильтр низких частот

Фильтр с множественной обратной связью представляет собой конфигурацию с одним усилителем, основанную на операционном усилителе в качестве интегратора (инвертирующая конфигурация) внутри контура обратной связи (см. Рисунок 12). Поэтому зависимость передаточной функции от параметров ОУ больше, чем в реализации Саллена-Ки. Трудно генерировать высокочастотные секции с высоким уровнем Q из-за ограниченного коэффициента усиления операционного усилителя без обратной связи на высоких частотах.Рекомендуется, чтобы коэффициент усиления операционного усилителя без обратной связи был не менее чем на 20 дБ (т.е. × 10) выше амплитудной характеристики на резонансной (или граничной) частоте, включая пик, вызванный Q фильтра. . Пик из-за Q будет иметь амплитуду A 0 :

(5)

, где H — коэффициент усиления схемы.

Рис. 12. 2-полюсный фильтр нижних частот с множественной обратной связью (MFB).

Фильтр с множественной обратной связью инвертирует фазу сигнала. Это эквивалентно добавлению 180 ° к фазовому сдвигу самого фильтра. Изменение фазы в зависимости от частоты показано на рисунке 4 (правая ось). Это будет называться инвертированным низкочастотным откликом второго порядка . Интересно, что разница между компонентами с наибольшим и наименьшим значением для достижения заданного отклика выше в случае множественной обратной связи, чем в реализации Саллена-Ки.

Множественная обратная связь (MFB), фильтр высоких частот

Комментарии, сделанные по поводу случая НЧ с множественной обратной связью, применимы и к случаю ВЧ. Схема фильтра верхних частот с множественной обратной связью показана на рисунке 13, а его идеальный фазовый сдвиг в зависимости от частоты показан на рисунке 5 (правая ось). Это называлось инвертированным, высокочастотным откликом второго порядка .

Рис. 13. 2-полюсный фильтр верхних частот с множественной обратной связью (MFB).

Этот тип фильтра может быть более трудным для стабильной реализации на высоких частотах, поскольку он основан на дифференцирующем элементе, который, как и все схемы дифференциатора, поддерживает большее усиление с обратной связью на более высоких частотах и ​​имеет тенденцию к усилению шума.

Переменная состояния

Реализация переменной состояния показана на рисунке 14. Эта конфигурация предлагает наиболее гибкую и точную реализацию за счет гораздо большего числа элементов схемы, включая три операционных усилителя. Все три основных параметра (усиление, Q и ω 0 ) можно регулировать независимо; и одновременно доступны низкочастотный, высокочастотный и полосовой выходы. Коэффициент усиления фильтра также можно изменять независимо.

Поскольку все параметры фильтра переменной состояния можно настраивать независимо, разброс компонентов можно минимизировать.Кроме того, минимизированы несоответствия из-за температурных допусков и допусков компонентов. Операционные усилители, используемые в секциях интегратора, будут иметь те же ограничения на полосу усиления операционного усилителя, как описано в разделе с множественной обратной связью.

Рис. 14. 2-полюсный фильтр с переменным состоянием.

Фазовый сдвиг в зависимости от частоты секции нижних частот будет инвертированной характеристикой второго порядка (см. Рис. 4, правая ось), а секция верхних частот будет иметь инвертированную характеристику верхних частот (см. Рис. 5, правая ось). ).

Биквадратный (Biquad)

Близким родственником фильтра переменных состояния является биквад (см. Рисунок 15).Название этой схемы, впервые использованное Дж. Тоу в 1968 г. (см. Ссылку 6), а затем Л. К. Томасом в 1971 г. (см. Ссылку 5), основано на том факте, что передаточная функция является отношением двух квадратичных членов. Эта схема представляет собой несколько иную форму схемы с переменным состоянием. В этой конфигурации отдельный высокочастотный выход недоступен. Однако есть два выхода нижних частот, один синфазный (LOWPASS1) и один не синфазный (LOWPASS2).

Рисунок 15. Стандартный биквад, 2-полюсное сечение.

С добавлением четвертой секции усилителя могут быть реализованы фильтры верхних частот, режекторные (нижние, стандартные и верхние частоты) и все проходные фильтры.Схема биквада с высокочастотной секцией показана на рисунке 16.

Рисунок 16. 2-полюсный биквадратный фильтр (с высокочастотной секцией).

Фазовый сдвиг в зависимости от частоты секции LOWPASS1 будет синфазной характеристикой нижних частот второго порядка (см. Рисунок 4, левая ось). Секция LOWPASS2 будет иметь инвертированный ответ второго порядка (см. Рисунок 4, правая ось). Секция HIGHPASS имеет фазовый сдвиг, который инвертирует (см. Рисунок 5, правая ось).

ЗАКЛЮЧЕНИЕ

Мы видели, что топология, используемая для построения фильтра, влияет на его фактическую фазовую характеристику.Это может быть одним из факторов, используемых при определении используемой топологии. В таблице 1 сравниваются диапазоны фазового сдвига для различных топологий фильтра нижних частот, обсуждаемых в этой статье.

Таблица 1. Диапазоны фазового сдвига топологии фильтра нижних частот.
ФИЛЬТРЫ НИЗКОГО ПРОХОДА
ТОПОЛОГИЯ ФИЛЬТРА
ОДНОФАЗНЫЙ
ИЗМЕНЕНИЕ ФАЗЫ
Однополюсный, пассивный
синфазно
от 0 ° до –90 °
Однополюсный, активный
перевернутый
от 180 ° до 90 °
2-полюсный, Саллен-Ки
синфазно
от 0 ° до –180 °
2-полюсный, множественная обратная связь
перевернутый 180 ° до 0 °
2-полюсный, переменная состояния
перевернутый 180 ° до 0 °
2-полюсный, Biquad Lowpass1
синфазно
от 0 ° до –180 °
2-полюсный, Biquad Lowpass2
перевернутый 180 ° до 0 °

Точно так же в таблице 2 сравниваются различные топологии верхних частот.

Таблица 2. Диапазоны фазового сдвига топологии фильтра верхних частот.
ВЫСОКОПРОЧНЫЕ ФИЛЬТРЫ
ТОПОЛОГИЯ ФИЛЬТРА
ОДНОФАЗНЫЙ
ИЗМЕНЕНИЕ ФАЗЫ
Однополюсный, пассивный
синфазно
от –90 ° до 0 °
Однополюсный, активный
перевернутый
от –90 ° до –180 °
2-полюсный, Саллен-Ки
синфазно
180 ° до 0 °
2-полюсный, множественная обратная связь
перевернутый
от 0 ° до –180 °
2-полюсный, переменная состояния
перевернутый
от 0 ° до –180 °
2-полюсный, Biquad
перевернутый
от 0 ° до –180 °

Изменение фазового сдвига с Q

Все ответы второго порядка, приведенные выше, использовали Q , равное 0.707. На рисунке 17 показано влияние на фазовую характеристику фильтра нижних частот (результаты для верхних частот аналогичны) при изменении Q. На графике нанесены фазовые характеристики для значений Q = 0,1, 0,5, 0,707, 1, 2, 5, 10 и 20. Стоит отметить, что фаза может начать изменяться значительно ниже частоты среза при низких значениях Q .

Рисунок 17. Изменение фазового сдвига при изменении Q.

Хотя это и не является предметом данной статьи, изменение амплитудной характеристики Q также может представлять интерес.На рисунке 18 показан амплитудный отклик секции второго порядка, когда Q изменяется в указанном выше диапазоне.

Пик, возникающий в секциях с высоким значением Q , может представлять интерес, когда участки с высоким значением Q используются в многоступенчатых фильтрах. Хотя теоретически не имеет значения, в каком порядке секции каскадированы, на практике обычно лучше размещать секции с низким значением Q перед разделами с высоким значением Q , чтобы пик не приводил к возникновению динамического диапазона. фильтра, который должен быть превышен.Хотя этот график предназначен для секций низких частот, отклики высоких частот покажут аналогичные пики.

Рисунок 18. Пик амплитуды в 2-полюсном фильтре при изменении добротности.

Фильтры высшего порядка

Передаточные функции могут быть каскадированы для формирования ответов более высокого порядка. Когда характеристики фильтра каскадированы, коэффициенты усиления (и ослабления) в дБ складываются, а фазовые углы складываются на любой частоте. Как отмечалось ранее, многополюсные фильтры обычно состоят из каскадных секций второго порядка плюс дополнительная секция первого порядка для фильтров нечетных порядков.Две каскадные секции первого порядка не обеспечивают широкий диапазон Q , доступный с одной секцией второго порядка.

Каскад фильтров четвертого порядка передаточных функций показан на рисунке 19. Здесь мы видим, что фильтр состоит из двух секций второго порядка.

Рис. 19. Каскадные передаточные функции для 4-полюсного фильтра.

На рисунке 20 показано влияние на фазовую характеристику построения фильтра четвертого порядка тремя различными способами. Первый построен с двумя секциями Баттерворта в Саллен-Ки (Словакия).Второй состоит из двух секций Баттерворта с множественной обратной связью (MFB). Третий состоит из одной секции SK и одной секции MFB. Но так же, как две каскадные секции первого порядка не образуют секцию второго порядка, две каскадные секции Баттерворта второго порядка не равны секции Баттерворта четвертого порядка. Первая секция фильтра Баттерворта имеет f 0 из 1 и Q из 0,5412 (α = 1,8477). Вторая секция имеет f 0 из 1 и Q из 1.3065 (α = 0,7654).

Как отмечалось ранее, секция SK не инвертирует, а секция MFB инвертирует. На рисунке 20 сравниваются фазовые сдвиги этих трех секций четвертого порядка. Фильтры SK и MFB имеют одинаковый отклик, потому что две инвертирующие секции дают синфазный отклик (–1 × –1 = +1). Фильтр, построенный со смешанной топологией (SK и MFB), дает отклик, сдвинутый на 180 ° (+1 × –1 = –1).

Рисунок 20. Фазовая характеристика четвертого порядка с различными топологиями.

Обратите внимание, что общий фазовый сдвиг вдвое больше, чем у секции второго порядка (360 ° против180 °), как и ожидалось. Фильтры верхних частот будут иметь аналогичные фазовые характеристики, сдвинутые на 180 °.

Эта идея каскадирования может быть реализована для фильтров более высокого порядка, но что-либо сверх восьмого порядка сложно собрать на практике.

В следующих статьях будут рассмотрены фазовые соотношения в полосовых, режекторных (режекторных) и всепроходных фильтрах.

Ссылки

  1. Дарьянани Г. Принципы синтеза и проектирования активных сетей .J. Wiley & Sons. 1976. ISBN: 0-471-19545-6.
  2. Грэм Дж., Дж. Тоби и Л. Хелсман. Проектирование и применение операционных усилителей . Макгроу-Хилл. 1971. ISBN 07-064917-0.
  3. Саллен, Р. П. и Э. Л. Кей. «Практический метод создания RC-активных фильтров». IRE Trans. Теория схем . 1955. Vol. СТ-2, стр. 74-85.
  4. Томас, Л. К. «Биквад: Часть II — Многоцелевая активная система фильтрации». IEEE Trans. Схемы и системы .1971. Vol. CAS-18. С. 358-361.
  5. Thomas, L.C. «Биквад: Часть I — Некоторые практические аспекты дизайна». IEEE Trans. Схемы и системы . 1971. Vol. CAS-18. С. 350-357.
  6. Тоу, Дж. «Активные RC-фильтры — реализация в пространстве состояний». Proc. IEEE . 1968. Vol. 56. С. 1137-1139.
  7. Ван Валкенбург, М. Э. Проектирование аналогового фильтра . Холт, Райнхарт и Уинстон. 1982.
  8. Уильямс, А. Б. Руководство по проектированию электронных фильтров .Макгроу-Хилл. 1981.
  9. Zumbahlen, H. «Аналоговые фильтры». Глава 5, в Jung, W., Руководство по применению операционных усилителей . Newnes-Elsevier (2006).
  10. Zumbahlen, H. Базовая линейная конструкция . Гл. 8. Analog Devices Inc., 2006.
.Операционный усилитель

Активный фильтр высоких частот

Operational Amplifier Active High Pass Filter, High Pass Filter, High Pass Filter circuit

В этом посте я расскажу о реализации операционного усилителя в качестве активного фильтра высоких частот. В предыдущем посте я обсуждал операционный усилитель как суммирующий усилитель, и мы узнали там, что операционный усилитель может быть настроен для выполнения множества операций, а операция, которую выполняет операционный усилитель, зависит от конфигурации обратной связи. Сеть обратной связи для операционного усилителя может быть чисто резистивной или представлять собой комбинацию резисторов, конденсаторов и катушек индуктивности.Здесь обсуждение будет сосредоточено на операционном усилителе как фильтре верхних частот, в котором мы разработаем уникальную схему для сети обратной связи.

Прочитав этот пост, вы узнаете о реализации операционного усилителя в качестве активного фильтра, различных типах топологий фильтров, реализации топологий фильтров с использованием операционного усилителя, фильтре низких частот, фильтре высоких частот, полосовом фильтре и полосовом фильтре. . Так что расслабьтесь, продолжайте читать и получайте удовольствие от обучения.

Фильтры:

Прежде чем углубляться в обсуждение операционного усилителя как фильтров, давайте обсудим, что в основном представляют собой схемы фильтров.Как следует из названия, фильтр представляет собой тип электронной схемы, которая позволяет пропускать определенные частоты в сигналах, ослабляя другие нежелательные частоты. Фильтрацию можно рассматривать как обработку сигнала, при которой сигнал обрабатывается таким образом, чтобы сигнал содержал желаемые частоты и не содержал всех нежелательных частот. С точки зрения технологии проектирования фильтры можно разделить на два класса:

  • Активные фильтры.
  • Пассивные фильтры.

Классификация фильтров по способу фильтрации сигнала приводит к двум категориям:

  • Аналоговый фильтр.
  • Цифровой фильтр.

Большинство из вас должны знать аналоговые фильтры, в которых мы проектируем аналоговую схему с принципами аналоговой конструкции, и этот тип фильтра действует на аналоговые сигналы, но процесс фильтрации также может выполняться в цифровой области в котором сигнал, который должен быть отфильтрован, преобразуется в цифровой сигнал с помощью аналого-цифрового преобразователя, а затем цифровой сигнальный процессор запускает эффективно разработанный алгоритм для фильтрации сигнала.После фильтрации в цифровой области оцифрованный сигнал преобразуется обратно в аналоговый сигнал с помощью цифро-аналогового преобразователя (АЦП). Обсуждение цифрового фильтра выходит за рамки этого поста, и мы остановимся здесь на активном фильтре верхних частот, использующем операционный усилитель.
Давайте теперь посмотрим, что такое активные фильтры?

Активные фильтры:

Для удобства я остановлюсь только на активных фильтрах. Активные фильтры — это фильтры, которые реализуются с использованием, по крайней мере, активного компонента, которым в нашем случае является операционный усилитель.Активный фильтр может быть спроектирован таким образом, чтобы пропускать через него более высокие частоты при ослаблении низких частот; этот тип фильтра называется фильтром высоких частот. Подобным образом фильтр может быть сконструирован так, чтобы пропускать через него низкие частоты при ослаблении высоких частот; эти типы фильтров называются фильтрами нижних частот. Следуя тому же контексту, полосовые фильтры позволяют определенные частоты при ослаблении верхних и нижних частот полосы, которые должны быть пропущены, и наоборот, в случае полосового фильтра, который ослабляет определенные заданные частоты, позволяя при этом все частоты быть прошло.
С другой стороны, пассивные фильтры основаны на резисторах, конденсаторах и индукторах. Я не буду углубляться в обсуждение пассивного фильтра, однако пассивный фильтр высоких частот выглядит так, как на следующем изображении:

Active Filters,Operational Amplifier Active High Pass Filter,op amp Active High Pass Filter

Частота среза:

Важное соображение при разработке фильтра. любого из вышеперечисленных типов — частота среза. Частота среза фильтра может быть спроектирована как порог для фильтра, который в случае фильтра нижних частот — это частота среза, выше которой фильтр не пропускает сигнал.Аналогичным образом, частота среза фильтра высоких частот — это частота, ниже которой никакой сигнал не может проходить через фильтр. Как вы, должно быть, догадались, полосовой и полосовой фильтры имеют две частоты: одна называется верхней частотой среза, а другая — нижней частотой среза. Характеристики фильтра определяются тем, насколько резкой является частота среза фильтра.

Операционный усилитель и активные фильтры:

Как упоминалось в предыдущем разделе, операционный усилитель является одним из самых популярных устройств среди аналоговых инженеров из-за его разнообразных приложений, среди этих приложений одним из наиболее распространенных и широко используемых является активное фильтры.Операционный усилитель может быть сконфигурирован для работы как фильтр нижних частот, фильтр верхних частот, полосовой фильтр или полосовой ограничитель. Операционный усилитель, действующий как один из этих фильтров, зависит от сети обратной связи. Я пытаюсь здесь подчеркнуть, что сеть обратной связи операционного усилителя может быть изменена для работы в качестве любого из этих фильтров. Давайте обсудим активные фильтры операционного усилителя более подробно.
Примечание:
Важное соображение при разработке фильтра на основе операционного усилителя заключается в том, что если вы используете операционный усилитель в режиме дифференциального входа, в фильтре будет использовано дополнительное преимущество подавления синфазного сигнала.Это можно понять по этому. Поскольку большинство из вас должно знать, что сигнальный провод несет электромагнитные помехи, которые нарушают исходный сигнал, но, тем не менее, этот шум электромагнитных помех (EMI) присутствует на обеих линиях сигнала, и операционный усилитель в дифференциальном режиме допускает этот шум. передается, потому что он передает и усиливает только разницу сигналов на инвертирующих и неинвертирующих входных клеммах. Таким образом, помимо фильтрации верхних частот и фильтрации помех от электромагнитных помех, операционный усилитель выполняет в режиме дифференциального входа.Идею дифференциальной сигнализации можно визуализировать с помощью изображения, показанного ниже:

Операционный усилитель Фильтр верхних частот:

Как упоминалось в предыдущем разделе, сеть обратной связи операционного усилителя может быть спроектирована так, чтобы манипулировать им как верхним пройти фильтр. С точки зрения дизайна фильтры верхних частот бывают двух типов. Один из них — это пассивный фильтр верхних частот, который может быть реализован с использованием резисторов, конденсаторов или катушек индуктивности, а второй — активный фильтр верхних частот, который реализуется с использованием операционного усилителя или любого другого активного компонента, причем операционный усилитель является наиболее популярным для этой цели. .
Частота среза фильтра верхних частот — это частота, ниже которой фильтр будет значительно ослаблять все частоты. В фильтре высоких частот на основе операционного усилителя частоту среза можно настроить, выбрав соответствующие значения резистора и конденсаторов в цепи обратной связи операционного усилителя. Схема реализации фильтра верхних частот на базе операционного усилителя показана ниже:

Operational Amplifier Active High Pass Filter, High Pass Filter, High Pass Filter circuit

Частотная характеристика фильтра верхних частот операционного усилителя показана на следующем рисунке:

Operational Amplifier high pass filter,frequency response

Как вы, должно быть, заметили, вышеупомянутая схема для фильтра верхних частот рассчитана на частоту среза 40 кГц.Все частоты ниже 10 кГц были значительно ослаблены, а частоты выше этого порогового значения прошли без ослабления.
Переходная характеристика указанной выше схемы показана ниже:

step response ,Operational Amplifier high pass

Входное сопротивление указанной выше схемы, соответствующее частоте, приведено ниже:

Operational Amplifier input impedance,Op amp input impedance Частотная характеристика :

При изучении фильтров вы постоянно будете читать термин «частотная характеристика», поэтому рекомендуется знать значение частотной характеристики фильтров или любой другой системы.Как следует из названия, частотная характеристика системы дает информацию о взаимосвязи между входом и выходом с частотной точки зрения. На диаграмме частотной характеристики фильтра показано соотношение между входными частотами фильтра и величиной выходного сигнала в децибелах. То есть частотная характеристика фильтра показывает величину в децибелах выходного сигнала, соответствующего частоте, приложенной на входе фильтра.
На этом пока все. Надеюсь, эта статья будет вам полезна.В следующем посте я расскажу о более интересных применениях операционного усилителя в следующих постах. А пока оставайтесь на связи, продолжайте читать и получайте удовольствие от обучения.

Связанные

Автор: admin

Я Кашиф Мирза, основатель ProjectIOT123. Я инженер встраиваемых систем и работаю над проектами встраиваемых систем с 2003 года. Я работал над Arduino, Raspberry Pi, PIc Microcontroller, 8051 и т. Д. И проектировал как прототипы, так и промышленные проекты.

.

alexxlab

Добавить комментарий

Ваш адрес email не будет опубликован. Обязательные поля помечены *